浙江大学 硕士学位论文
高频感应水加热系统的研制 姓名：万巍
申请学位级别：硕士 专业：微电子学与固体电子学
指导教师：何杞鑫 2001.3.1
Ｙ ３６８５ ７５
摘要
本文介绍了一种新型的水加热方式：高频感应加热。这种方式使用了开关电
●－—＿——＿＿●＿－＿一
源的原理，使用串联谐振变换器作为核心的变化电路，通过变换电路将直流电压 变为高频的交变电压，然后产生高频的电流对钢制的水管进行感应加热，进而加 热流经钢管的水。由于工作电压、电流的频率很高，因此，所使用的电气元件可 以做的比较小，使得整个系统的体积较小。同时，在电路结构上，它使用了多级 变压器进行电的隔离。由于电源不和水直接发生接触，因此，它比传统的电加热
方式——电阻加热安全的多。同时。由于它是实时加热，因此并不需要蓄水箱。
－－－●＿－＿－－－●一
体积很小。另外，由于使用感应加热，因此效率很高。
Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ａ ｎｅｗ ｗａｙ ｔｏ ｈｅａｔ ｗａｔｅｒ：Ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ
ｈｅａｔｉｎｇ．Ｉｔ ｕｓｅｓ ａ ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ａｓ ｔｈｅ ｃｏｒｅ ｃｉｒｃｕｉｔ．Ｉｔ ｕｓｅｓ ｔｈｅ
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔＯ ｃｈａｎｇｅ ＤＣ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎｔｏ ｈｉ曲ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＡＣ ｖｏｌｔａｇｅ，ａｎｄ
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ｃｒｅａｔｅ ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｕｒｒｅｎｔ ｔｏ ｈｅａｔ
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ｉｒｏｎ ｐｉｐｅ．Ｂｅｃａｕｓｅ ｉｔ’Ｓ ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｗｏｒｋｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｃ１１玎ｅｎｔ，ｔｈｅ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｉｔ ｕｓｅｓ Ｃａｎ ｂｅ ｖｅｒｙ ｓｍａｌｌ，ａｎｄ ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ｓｙｓｔｅｍ Ｃａｎ ｂｅ ｖｅｒｙｓｍａｌｌ
ｔＯＯ．Ｂｅｓｉｄｅｓ，ａｓ ｆａｒ ａｓ ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｃｏｎｓｉｄｅｒ，ｉｔ’Ｓ ｕｓｅｓ ｍａｎｙ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｔｏ ｐｅｒｆｏｒｍ
ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｉｓｏｌａｔｉｏｎ．Ｂｅｃａｕｓｅ ｔｈｅ ｗａｔｅｒ ｄｏｅｓｎ’ｔ ｃｏｎｔａｃｔ
ｗｉｔｈ ｔｈｅ
ｐｏｗｅｒ ｄｉｒｅｃｔｌｙ，ｉｔ＇ｓ ｍｕｃｈ ｍｏｒｅ ｓａｆｅｔｙ ｔｈａｎ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｗａｙ ｏｆｈｅａｔｉｎｇ：ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｈｅａｔｉｎｇ．Ａｎｄ ｂｅｃａｕｓｅ ｉｔ’Ｓ ａ ｒｅａｌ—ｔｉｍｅ ｓｙｓｔｅｍ，ｉｔ ｄｏｅｓｎ’ｔ ｎｅｅｄ ａ ｗａｔｅｒ ｔａｎｋ．Ｉｔ’Ｓ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｉｓ ｖｅｒｙ ｈｉｇｈ ｂｅｃａｕｓｅ ｉｔ’Ｓ ｕｓｅ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ．，，，ｔ｝＋ｔｆ．童Ｅｆ｝｝、、
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第一章绪论
§１．１感应加热的发展状况
感应（包括工频、中频、高频感应加热）加热的基本原理电磁感应和电流流 过电阻会发热。在感应加热中，被感应的物体本身就是一个回路，当它的周围有 交变的电磁场时，就会在物体内部产生感应电流。由于一般被加热的物体本身的 电阻很小，因此产生的感应电流很大，这样感应加热具有高的功率密度（单位加 热表面上的功率一般在０．１～２ｋＷ／ｃｍ２范围内），因而加热速度快，能在数秒至数 十秒的时间里将金属表面加热到８００ １４００℃，因此，很早以前就在工业中获得 广泛应用。
近年来，随着科技的进步和人们生活水平的提高，感应加热也逐渐在日常生 活中获得应用，比如微波炉，感应电炉等等。与工业用感应加热相比，生活用的 感应加热的设备的功率要小的多，但是使用的电路的频率则更高．由于频率高，
可以减小电感元件和电容元件的体积。因此整体的体积也更小，易于安装和使用。
随着人民生活水平的日益提高，热水器已经开始进入越来越多家庭。目前主 要应用的热水器有三种：电热水器和燃气热水器和太阳能。这三种热水器都有各 自的缺点：电热水器的功率太大，热效率低，加热时间慢，需要提前预热，还需 要一个蓄水箱，且容易发生漏电事故。燃气热水器很容易由于燃烧不完全而导致 一氧化碳中毒事故。太阳能热水器最安全，但是在最需要用热水的冬季则由于自 然条件的影响而达不到所需要的要求（主要是水温不够）。随着人们对热水器需 求的不断增大，急需一种高效、安全的热水器。考虑到三种热水器的优缺点，我 们决定研制一种电与太阳能相结合的热水器，这样，既能克服电热水器功率过大，
又能够克服太阳能热水器温度不够的缺点。
§１．２整体系统结构图及电路原理图
我们所研制的高频感应水加热系统属于感应加热的又一种形式，与其他的感 应加热相比，由于用途和被加热对象的不同，它在电路和结构上与一般的感应加 热系统都有很多的不同。一般的感应加热系统的功率是恒定的，同时，被加热的 对象一般都不与人体发生直接的接触，因此，控制电路和保护电路都比较简单。
。。如。４。ｉ 二。。，挺凌≤巍撼蕊≤溢＆
而我们所加热的水主要是用来洗澡或者洗手用的，因此对于安全性要求比较高。
同时，对于水的温度要求能够随意控制，这就要求控制电路能够很方便的自动控 制电路的输出功率。
阀门一
用户
用户
图１一Ｉ 高频感应水加热系统整体框图
如图１—１，将太阳能热水器和电热水器结合起来，当太阳能热水器不能将 水加热到所需的温度时，温度检测器会将阀门一关闭，阀ｆｑ－－打开，同时将电热 水器开启，将水加热到所需的温度。当太阳能热水器流出的水的温度达到所需的 要求时，阀门一开启，阀门二关闭，同时电热水器停止工作。由于太阳能热水器 出来的水已经有了一定的初始温度，因此电热水器的功率不需要很大，相对而言 有比较高的安全系数。如果电热水器采用比较新型的结构，则可以获得更高的安
全系数。
上面是整个系统的基本结构图，加上一个太阳能热水器主要是考虑到我国目 前的现状。一般的家庭用户的电表都是２０Ａ，所以功率最高只能到４ＫＷ。而在 冬天水温一般在０℃左右，而洗澡用的水的温度一般在４０℃。用水量大约是 ５０ｍＬ／ｓ，也就是５０９／ｓ，水的比热是４．２Ｊ／ｇ＊Ｃ，这样为了保证正常的使用，热水 器的输出至少要４０×５０×４．２×１０３＝８ＫＷ，这样输电线路可能吃不消。如果事先 用太阳能热水器预热，则功率可以小很多。随着全国电网的改造，现在很多居民
图１—２电路部分整体框图
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家的电表都已经改装成４０Ａ的了，这样的情况下，也可以把太阳能热水器去掉，
直接用电热水器。
对于上面的设计，主要有以下几个要求：市电、功率部分和输出应该是相互 隔离的，这样便能大大减少漏电事故的发生，有着较高的安全性。其次，控制部 分应该对控制信号很敏感。同时，控制信号可以是多样的，这样便能实现多种控 制．如人工、温度、定时等等。
基于以上考虑，我们决定使用以下的电路：功率部分的核心是一个串联谐振 变换器，它需要两路互相倒相的方波作为输入信号，然后把直流电压变成高频的 交流电压，同时作为功率输出电路用，输出的功率则受输入的方波的频率控制。
发波的产生和频率则由控制电路来控制
＿‘。。。。。。。’。’’’…————————————————’’一
图１—３电路部分详细框图
整个系统的工作过程如下：通电后，波形产生电路产生两路同频、倒相并且 有一定的死区时间的方波，方波的频率由频率控制电路来决定。产生的两路方波 经过波形变换电路变化后达到所需的幅度和功率来控制功率电路。如果因为某些 偶然的原因导致功率电路的输出过大，功率电路将会输出一个反馈信号到过流保 护电路，过流保护电路随即产生一个信号将波形产生电路锁死，进而将整个电路 锁死。随后可以通过启动电路将将电路重起，这样可以避免因为突然的输出功率
；巍瑟巍ｌ蠡蕊逡。
增大而导致水温过高造成烫伤。同时由于各电路之间均用变压器隔离，同时功率 电路本身也是经过变压器变换后输出功率，因此整个系统的安全性比较好。
这个系统采用的是高频电流感应加热的方法，由于人耳可以听到的声波的频 率是在２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ之间，为了防止电路出现噪声，工作频率应在在２０ｋＨｚ以 上。同时为了防止电磁辐射干扰旁边的电器，其频率应该在５０ｋＨｚ一下。因此，
整个系统的工作频率应该在２０ｋＨｚ～５０ｋＨｚ之间。具体的频率控制的方法将在控 制电路中描述。
下面是具体的硬件原理图
整个电路可以分为三个部分，控制电路，波形变换的电路和功率电路。其中 控制电路产生功率电路所需的两路倒相的方波以及控制方波的频率，另外还起着 过流保护以及重起的作用。波形变化电路则是把控制电路产生的方波进行变换，
以达到所需的幅度和功率。功率电路则产生高频的电压电流，加热水管，进而加 热水流。
图１—４控制电路电路原理图
——
塑翌奎兰堡主兰竺堡壅Ｅ１
ＶＣＣ
图１—５ ＩＧＢＴ管栅极驱动电路
图Ｉ一６功率电路
电路各个部分的详细功能将在后面对应的章节中介绍。
５
‰１０００ｖ
ｉ扎，。００ｖ
§１．３感应加热物理基础
§１．３．ｉ电磁感应与涡流热
如有一闭合导电回路如图中的ａｂｃｄ，当通过这个回路所包围的面积内的磁 通量发生变化时（如把ａｂｃｄ回路放置在恒定磁场中，然后快速滑动导线ａｂ），
回路中就有电流产生（回路中的电流表有显示），这种现象叫电磁感应显现，回 路中的电流叫感应电流。根据闭合回路的欧姆定律，电路中有电流说明有电动势，
这种由电磁感应而产生的电动势叫感应电动势。
物理学家法拉第总结电磁感应实验规律，提出电磁感应定律：不论任何原因，
使通过回路所包围的面积的磁通量发生变化时，回路上产生的感应电动势，与磁 通量对时间的变化率的负值成正比：
Ｅ：一Ⅳ丝
比
“一”号表示感应电动势的方向。
物理学家楞次在法拉第之后，继续总结实验规律，提出楞次定律：闭合回路 中产生的感应电流有确定的方向，感应电流自己产生的并通过回路所包围面积的 磁通量，能和补偿引起感应电流的磁通量的增加或者减少。
根据以上电磁感应的基本规律，可先对感应加热原理作初步讨论。感应加热 基本模型示于图３—１，当给感应器通以交变电流时，则它产生一交变磁场，金 属棒置身于这个磁场的中心。若把金属棒看成多个同轴薄壁筒组合，每个薄壁筒 都是一个闭合导电回路。根据电磁感应原理，每个闭合导电回路都将产生一个小 的感应电流，多个小电流汇总成大的感应电流。感应电流遇到金属棒自身电阻而 发热，电流很大热效应很强，这个热使金属棒加热升温。这就是一切感应加热的 基本原理。
物理学对电磁感应现象给以如下极简单明了的解释：电场和磁场之间有特殊 的依存关系，即当磁场变化时产生电场，反之当电场变化时亦产生磁场，交变的 磁场必将产生交变的电场。置身于这种交变电磁场中的金属棒，其中的自由电子 受到电场力的作用，产生定向移动，因而形成电流，这就是前面提到的感应电流。
但这种电场与普通电场有一个很重要的区别，这种电场是涡旋电场，受此种电场 力作用产生的电流自己构成闭合回路，形如涡旋状，故称涡流。感应加热又称涡 流加热。
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６
图３一Ｉ真空感应加热基本模型
１——电流；２——电容器；３——真空室
４——坩埚：５金属材料： 卜感应器
为了对感应加热有进一步认识，下面不妨讨论比较一下感应加热与电阻加热 的区别，普通电阻加热是电源通过有形导线，直接和有很大电阻的发热体相连，
电源电流流过发热体时，由于发热体自身电阻作用而发热，发热体以这种热能对 外作功，即再来加热其他物体。而感应加热的被加热物体即其自身，它和电源没 有有形导线直接相连，而是借助电磁交换，在被加热物体体内产生电流，可以说 这是一种“无形”的连接。被加热物体所产生的热，即用来加热自身。当然两者 相同的地方都是电流流动遇电阻而发热。
当一个空气芯线圈两端加上频率为，的（正弦）交变电压时，将有交变电流 流过此线圈，于是在线圈的周围将有磁通链绕，且各处存在不同数值的磁场强度 于磁感应强度。线圈内部的磁感应强度Ｂ与磁场强度Ｈ存在如下关系
Ｂ＝＃Ｈ
式中＿是导磁材料的磁导率，其值由下式决定
Ｈ
２
Ｕ ｒ“０
式中』广导磁材料的相对磁导率。
∥。——真空磁导率，其值为４Ⅱ×１０—７Ｈ／ｒｎ
由上式可以看出，当在空气（∥，ｚ１）芯线圈内部放入相对磁导率∥，》１
ｊ ｇ ；。 ｝女ｊ＆。蒜｝＃‰毒辐，溺ｉ矗§。
的钢件时，内部的磁感应强度将大增。由于钢件处于交变磁场中，磁通量毋的变 化将在与毋正交的横截面内产生感应电动势ｅ，其值由下式决定
。：坐西
式中庐——钢件上感应电流所包围的面积上的总磁通，其数值随感应线圈中的 感应电流强度和钢件材料的磁导率的增大而增大，并于钢件与感应线
圈之间的间隙由很大的关系。
掣——磁通变化率。曲越大、频率越高，磁通变化率越大，Ｐ值越大。
“一，，表明感应电动势Ｐ的方向在任何时刻都与．掣的变化方向相反。或者
说，钢件中的涡流方向在每一瞬间都与感应圈中的电流方向相反。
因为钢件自成回路，故在横截面内产生感应电流，此电流称为涡流（或者
铲导＝者墨ｃ４，
ｏ
２丁２丽∽’
傅科电流），并用厅表示，其值取决于感应电动势ｅ及涡流回路的阻抗ｚ，
式中 Ｅ——感应电动势ｅ的有效值（Ｖ）。
Ｒ——涡流回路内的阻抗（Ｑ）。
凰——涡流回路内的感抗（Ｑ）。
由于ｚ值很小，涡流，，可以达到很高的数值，因而能在极短的时间内加热钢件到 很高的温度。被加热的钢件在时间ｒ秒内放出的热量Ｑ由下式决定
Ｏ＝，；ｍ（Ｊ）
应当指出，对铁磁材料来讲，除涡流产生热效应外，还有磁滞热效应，但这 部分热量比涡流产生的热量小的多，故在以后的讨论中我们将忽略此部分的热 量。
§３．１．２集肤效应与透入深度
一．集肤效应取～根圆形断面直导线，当给导体通以直流电流时，电流在 导体截面上是均匀分布的，若用“电流密度”这一概念表征时，电流密度６等于 通过导体的电流，被导体截面积ｓ除之商，可以说在导体截面上电流密度处处相 等。在导体的不同截面上电流，不相等，所以在一根长导线的不同截面上电流密
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度并不相等，电流密度方向平行于导体的轴线。在导体通过电流时，在导体内部 及周围空间中将产生磁场，圆柱形导体时产生的磁力线是一系列同心圆，园的中 心位于导体轴线上，圆周上任何一点的磁场强度都与该园相切。
而当给一个圆形断面直导线通以交流电时，这时电流在导体截面上的分布将 不再是均匀的，导体表面上各点的电流密度最大，而在导体中心轴线上电流密度 最小，由外向内从最大连续变化到最小，这种现象叫做集肤效应。在感应加热中，
电源电流是交流电，感应电流也是交流电流，因此同样有集肤效应。
当给一个导体通以交流电时，实际上就意味着电源在导体中建立了电场，这 个电场的强度随导体不同截面而不同，而在同一个截面上却处处相同。当给导体 通以交变电流后，除了产生这个电场外，这个交变的电流还必然在导体内及其周 围空间产生交变磁场。根据电磁感应原理，交变电流所产生的交变磁场还将在导 体中产生交变电场及感应电流，并且这一电场及感应电流都与电源电场及电流方 向相反。若把导体看成由若干个无限小的细“电流线”所组成，全部电流线汇总 成该导体，全部电流线所通过的电流总和等于导体所通过的电流。这时我们发现，
在靠近导体轴线附近的电流线，仅交链着部分磁通（导体里层部分未交链上），
根据电磁感应定律，交链磁通多感应电场强，交链磁通少感应电场弱，因而有感 应而产生的电场强度，必然是靠近导线轴线处大，而在外表面较小，从导体中心 最大向外连续变化到最小。
２ ３
．乙
．．—．—√，｝ ————●．，
广。 。ｌ
≤
一Ｉ
。。’Ｈ
‘
图３—２导体中电场关系 １一电源电场２一感应电场３一总电场
总结以上可以归结出，在这种情况下导体内同时有两种存在：一种是电源电 场，这一电场在导体截面上处处相等；另一种是电磁感应产生的交变电场，可称 为感应电场，感应电场在导体截面上分布是不均匀的，里大外小。这两种电场的 方向相反，它们的综合作用结果，决定导体内最终的场强分布关系，图３—２给
９
ｉ。。“” ，。ｊｄ囊女ｌ堍§ｉ溢瓿媳蕊ｉ
出导体中两种电场的关系。两种电场的综合作用结果是：总电场方向是电源电场 的方向，而大小则外表电场强，中心电场弱，变化是连续的，从外表最强连续变 化到中心最弱。导体内的电流密度是受总场强作用决定的，所以电流密度也是外 表大，中心小。通电导体及其电流密度大小变化关系如图３—３。
集肤效应和导体半径大小有关，和电流频率也有关。当材料相同时，导体越 粗，电流频率越高，则集肤效应越明显。这是因为感应电动势取决于磁通变化率
ｄｏ／ｄｆ＇当频率越高时，感应电动势越强，所以当导体半径一定时，集肤效应就越 明显。又因为当电流频率一定时，
通过导体的磁通随导体的半径增 大而增强，而通过导体的磁通越 多，则导体内外层的感应电动势差 越大，所以集肤效应也就越明显。
２．透入深度当一个导体通以 交流电后，产生集肤效应，导体截 面上的电流密度从表面最大向中 心最小连续变化，在集肤效应十分 明显（或因导体半径大，或因电流 频率占；＝８０ｅ一高），其变化规 律服从指数规律衰减，并可用下式 表示：
ｔ＝８０／ｅ＝Ｏ．３６７８８０
图３—３集肤效应
占—电流密度分布；Ｈ——磁场强度分布
式中 占。——导体表面上的电流密度；
Ｘ——从导体表面到内部某点的距离 ｅ——自然对数之底：
占，——导体内ｘ点的电流密度 ａ——系数：
１０
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删加胨ｆ／ａ
当取ｘ＝ｌ／ａ时，则上式化为：
我们称ｘ＝１／ａ时的Ｘ叫做电流透入深度，并命名为△。所以由上式解得△为
△－ｓ∞ｏＪ老 ｍ”
式中ｐ——导体的电阻率，Ｑ・ｃｍ：
厂——电流频率，Ｈｚ；
Ⅳ，——导体的相对磁导率。
由式（３—１）可知，透入深度表示这样一种概念，即在电流分布不均匀的情 况下，则在透入深度的最里层处电流密度仅为表面电流密度的３６．８％，显然在透 入深度这一层中集中这电流的绝大部分，再往里层时，电流密度更小了，这种变 化关系表示在图３—４中。
Ｍ＃ｏ
１
０．５
０．３６８
Ｏ
占 占０
０
图３－４电漉透入深度
引入透入深度这一概念的意义在于可以简化计算。既然在交流电路中，电流 在导体中不是均匀分布，而是按指数规律分布，在做有关电工计算时，必将十分 麻烦，引入这一概念后，就可以作一定的假设，这种假设就是：在交流电路中导 体中流过的电流全部都集中在△层中，并且△层中的电流是均匀分布的，平均电 流密度鑫／√２＝ｏ．７１６。根据这种假设，计算导体电阻时，导体的截面积就不再 是ｓ＝：ｒＲｏ，而是Ｓ－－－－２Ｆｉｒ万，即用环形面积代替圆形面积。
ｉ，。。§＋ ，。ｊ 强戴。ｉ鑫蕊氯；。赫ｊ蠡
经过理论分析计算得知，在△层最里边，电流密度为表面电流密度的３６．８％，
也就是说通过导体的电流，大部分集中在△层中，通过△层以外的部分是很少的。
又因为电流流经导体所产生的焦耳热与电流的平方成正比，因此功率密度由表面 向中心的衰减速度较电流衰减更为剧烈，在△层的里边，功率已经降为表面的 １３．６％，即在△中放出的能量为总功率的８６．５％，即大部分能量分散在△层中，
所以若忽略其余部分，作近似计算时完全可以的。在做感应加热设计时，即取用 这一概念，进行相应的近似计算，其计算结果完全满足要求。根据理论计分析，
当导体半径大于７△时，上述这种假设相当符合实际，而实践中，虽然达不到这 一数值范围，但计算仍可满足工程要求。
§３．１．３邻近效应与园环效应 一．邻近效应
当两根都通以交流电的导体互相靠近时，或将一根通电导线体移向另一个导 体时，在相互作用影响下，两根导体中的电流都要作重新分布，这种现象叫邻近 效应。这是感应加热中继集肤效应之后又一个重要效应。邻近效应指出：在两根 互相靠近的导体中，通以方向相同的交流电流时，则两根导体外侧的电流密度大 于内侧；而当两根导体中通以方向相反的电流时，则两根导体内侧的电流密度大 于外侧的电流密度。很显然，由于出现这一效应，又将引起新的变化，当邻近效 应十分明显时，导体中的电流都只从这一薄层中通过。
图３－－２５邻近效应
｝ 。，、 ；№ ．｛ｓ，蕊ｘ渤滔龋ｊ溢≈致
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若两根导体中在任何时刻都通以大小相等，方向相同的电流时，如图３—５示，
每根导线各自产生自己的磁场。当两根导线互相靠近，两磁场将发生相互作用，
总的作用结果是两根导线之间的磁力线互相抵消，而导体外侧的磁场则得到加 强，总得磁力线将包围两根导体，并有一部分磁力线穿过导体外侧截面。采 用与集肤效应相同的分析方法，两根导体内侧的电流线将交链较多的磁通，外侧 交链较少，因而内侧感应电场强，外侧感应电场弱，电源电场和感应电场合成总 电场则时外侧电场强，内侧电场弱。导体电流最后分布有合成总电场决定；外侧 电流密度大，内侧电流密度小。若两根导体中在任何时刻都通以大小相等，方向 相反的电流时，如图３－５（ａ）所示，由于两根导线的自身磁场互相作用的结果，
导体之间的磁场加强，而导体外侧的磁场互相抵消而削弱，总的磁通不仅通过导 体之间的气隙，而且也穿过导体的内侧截面。这样导体外侧的电流线交链较多的 磁通，因此感应电场强，由电源电场和感应电场所合成的总电场是导体外侧弱，
内侧强。受合成总电场决定，导体内侧电流密度大，外侧电流密度小。
邻近效应和导体间的距离有关，距离越近邻近效应越明显。邻近效应与集肤 效应不同之处在于，集肤效应时导体中电流分布只受自身磁场的影响；而邻近效 应表明，电流的分布不仅受自身磁场影响，而且还受到邻近磁场的影响，导体中 的最终电流分布关系，是各种磁场的综合作用结果。
二．园环效应
（６）
图３—６圆环效应
１３
当给～圆环形导体通以交流电时，则出现圆环内侧的电流密度高于外侧的现 象，这种现象叫圆环效应，又称线圈效应。
我们知道，一根直导线有电流通过时，所产生磁场的磁力线，是以导体为轴
一～。
线为中心的同心圆，其分布是均匀的。此时若将直导线弯成圆环形，磁力线亦相
…，一Ｈ一
应随之变化，磁力线在圆环内侧密集，而在外侧则疏散，这时有一部分磁力线强 穿过圆环内侧截面，其形状如图３—６所示。采用与集肤效应相同的分析问题方 法，可以看到导体截面外侧的电流线交链较多的磁通，因此感应电场强，电源电 场与感应电场合成之总电场，则是内侧电场强，外侧电场弱，在此种总电场作用 下，导体内侧电流密度大，外侧电流密度小。受圆环效应影响，导体中电流密度 分布规律如图３—６（ｂ）。
１４
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第二章控制电路
控制电路主要由以下几个部分组成：方波产生电路、频率控制电路、过热保 护电路、重起电路和过流保护电路组成。下面分部分详细讨论。
§２．１方波产生电路
§２．１．１ ＰＷＭ开关电源集成电路３５２４简介
一．１５２４／２５２４／３５２４简介
１． 这个系列的特点有
●完整的ＰＷＭ控制电路的功能；
●频率的稳定度≤２％；
・有交变输出开关对，可以推挽输出或单端输出；
●频率可调到ｌＯＯｋＨｚ至３５０ｋＨｚ；
・有超温保护和过流保护；
●总的静态电流≤ｌＯｍＡ；
・可为用户提供５Ｖ、５０ｍＡ的直流温压输出；
２． １５２４～３５２４的极限使用值和主要电性能
●输入电压：４０Ｖ：
●外加基准电压：６ｖ：
・输出基准电流：５０ｍＡ；
・输出电流（每～个输出）：ｌＯＯｍＡ；
・振荡器充电电流（６脚或７脚）：５ｍＡ；
● 内部功耗：１ｗ；
・最高结温：Ｊ封装１５０℃；Ｎ封装１２５℃。
二． 外形、内部结构和工作特性
１５２４、２５２４、３５２４的外形、内部结构如图所示。它由基准电压源、振荡器、
误差放大器、输出级等组成，其功能简介如下：
１．ｉ。ｊ。 ；ｉ。！遴鬣磊蕊；溢；蠡
Ｂ
首
Ｖｒｅｆ ｙｓ Ｅ
图２一ｌ ＳＧ３５２４管脚功能
１．基准电压调整器
基准电压调整器是输出为５Ｖ，５０ｍＡ，有短路电流保护的电压调整器。它供电 给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。若输入电压低于６Ｖ时可以 把１５、１６脚短接，这时５Ｖ电压调整器不起作用。
图２—２ ＳＧ３５２４内部框图
｛“。。瓤“
，。露 斑虢女魏遴谶羹麓
闭锁控制 补偿
＾管Ｅ
＾管ｃ Ｂ管ｃ
地 ｎ Ｃ
电流限制检测一 电流限制检测＋
振荡器输出 同相输入
反相输入
ｎ
ｌ
２
９
４
５
加
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（ａ） 用其他＋５Ｖ稳压器供电； （ｂ）用＋５Ｖ电源供电 图２－－３用＋５Ｖ电源供电
２．振荡器
振荡器的振荡频率由外接阻容Ｒｒ和ｃｒ决定，周期（近似）值Ｔｓ＝Ｒ，・Ｃ，，
一般Ｒｔ是１．８ｋＱ到ｌＯＯｋＱ；Ｃ，是０．００１ ｕ Ｆ到０．１ ｕ；在ｃ，两端可以得到一个从 ０．６Ｖ到３．５Ｖ变化的锯齿波，振荡频率可达３５０ｋＨｚ，可直接带外负载。振荡器在 输出锯齿波的同时还输出一组触发脉冲，其宽度取决于ｃ，的大小，实际宽度在
０．５～５ ｕ Ｓ。此脉冲在电路中有两个作用；一是控制死区时间。振荡器输出的触 发脉冲直接送到两输出级的或非门作为封闭脉冲，以保证两组三极管不可能同时 导通；输出死区时间ＴＤ与Ｃ，关系如下图所示。二是作为触发器的触发脉冲控制两 输出通道的开与关。触发器要求此触发脉冲的宽度不小于Ｏ．５ⅡＳ。因此当开关电 源工作频率高（Ｃ，为小值）时在３脚接ｌＯＯｐＦ电容到地，以扩展输出脉冲的宽度。
由于输出脉冲的最大宽度受工作周期和死区时间的限制，３脚到地的电容不能大
于ｉ０００ｐＦ。
１００
５。
ｃ射：
１ ２ ５ １０２０ ５０１００ ２００ ５００
振荡周期（ｕ
ｓ）图２—４振荡周期与Ｒ，、ｃｆ的关系
３．误差放大器
死
区 时 间
（婶）
０
Ｃｒ（ｕ Ｆ）
图２－５死区时间与Ｃ．的关系
误差放大器是差动输入的放大器。它的增益标称值为８０ｄＢ，其大小由反馈或
坤气
甲气 一丁量１
。ｒｐ气
输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组 合。该放大器共模输入电压范围在１．８～３．４Ｖ之间，需要将基准电压分压送至误 差放大器ｌ脚（正电压输入）或２脚（负电压输入）。为使电源系统稳定，在９ 脚对地之间接Ｒ・Ｃ网络，补偿系统的幅频，相频响应特性。本控制器无专门的 死区时间控制端，而是靠基准电压源分压至误差放大器的输出脚９，限制９脚的 高电平数则控制了死区。为了不影响控制器的内部性能，可在９脚与分压端之间
串联二极管，使９脚电位低于分端电压时分压回路不起作用。
如果作为开环系统工作，在９脚加控制电压即能工作。
目
一 ｊ捌
粤
１０１
１０２
１０３１０４１０５ １０６ １０７ ＲＬ【Ｑ）５０
豪４０ 二３０ 硝２０
衄１０
图２－６放大器的增益与频率的关系 图２－－７第９端电压与占空比的关系
４．电流限制器Ａ。
电流限制放大器Ａ．输出与误差放大器的输出并联，控制脉冲的宽度。当＋
端与一端之间加２００ｍＶ的限流检测电压时，输出占空比下降到２５％左右：检测 电压再增加约５％，输出占空比为０，所以必须小心地调定输入信号电压。一般 不要超过一０．７ｖ到１．ＯＶ的输入共模范围。
因该电路增益较低，控制脉宽时存在较大的延迟，电流开始限制值与实际工 作会有一定的差值。
５．闭锁控制端ｌＯ
利用外部电路控制１０脚电位，当１０脚有高电平时，可关闭误差放大器的输 出，因此，可作为软起动和过电压保护等。
６．比较器
ｃ，的锯齿波电压与误差放大器的输出电压经过比较器比较，Ｃｒ电压高于误差 放大器的输出电压时，比较器输出高电平，或ｊＢｆ－］输出低电平，输出的三极管截
１Ｆ－。
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７．触发器和或非门
经过触发器触发，双稳态触发器两端分别交替输出高、低电平，以控制输出 级或非门输入端。
８．输出级
由两个中功率ＮＰＮ管构成，每管有抗饱和和过流电路，每组可输出ｌＯＯｍＡ。
组间是相互隔离的。
三．ＩＣ片的工作
直流电源Ｖ。从１５脚引入分为两路：一路加到或非门；另一路送到基准电压 稳压器的输入端，产生稳定的＋５Ｖ基准电压，＋５Ｖ再送到内部（和外部）电路 的其他元件作为电源。振荡器７号脚需外接电容Ｃ。６号脚需接外接电阻Ｒｒ。选
用不同的ｃ…Ｒ即可调节振荡器的频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉
冲的形式送至双稳态触发器及两个或非门：另一路以锯齿波的形式送至比较器的 同相端。比较器的反相端连向误差放大器。误差放大器实际上是个差分放大器，
它有两个输入端：ｌ号脚为同相输入端；２号脚为反相输入端，这两个输入端可 根据实际需要连接。例如，一端可连到开关电源输出电压Ｖ。的取样电路上（取 样信号电压约２．５ｖ，另一端接到１６号脚的分压电路上（应取得２．５Ｖ的电压），
误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出 现一个随误差放大器输出电压的高低而改变宽度的方波锯齿，再将此方波脉冲送 到或非门的一个输入端。或非门另两个输入端分别为触发器、振荡器锯齿波。最 后，在晶体管Ａ和Ｂ上分别出现脉冲宽度随Ｖ。变化而变化的脉冲波，但二者相
位相差１８００。
鉴于上述工作特点，１５２４系列既可用于正激式，反激式，也可用于半桥式、
桥式、推挽式开关稳压电源中。
§２．Ｉ．２方波产生电路工作基本原理
整体的电路原理图如图２—８所示。
频率控制信号Ｒ３
Ｒ１
Ｐ７
Ｒ１００肿
２０Ｋ
Ｃ１
——ｏ帅Ｒ１０１ ２０Ｋ Ｕ３
麟ＣＴ ＣＬＯＳＥ露
ｑＧＮＤ ｃｏＭＰ巨
图２—８方波产生电路
’０
Ｖ眵
，Ｅ２
＜Ｅ１
Ｃ６善Ｒ６
Ｒ１３｝过流保护
Ｉ锁死信号
Ｒｌｏｏ和Ｒ１０１是分压电阻，作用是从ＳＧ３５２４的１６脚的５Ｖ基准电压中取 出２．５Ｖ的电压输入到３５２４的第二脚来满足工作需要。Ｃ６和Ｒ１３则起的是频率 补偿作用，１０脚连接的是从过流保护电路过来的信号，如果１０脚为高电平，则 会锁死３５２４，使得３５２４停止工作，进而使整个电路停止工作。７脚接的是振荡 电容，而６脚输入的则是频率控制信号。整个电路正常工作的话，则会从Ｅｌ、
Ｅ２输出两路倒相的、互有死区的方波，方波的幅度为１１Ｖ，频率则是厂４瓦１
，其中ＲＴ为６脚的等效输出电阻，ＣＴ为９脚电容。同时会在７脚输出一个与方波 频率相同的三角波。输出的方波和三角波的波形如下所示。
频率控制信号来自于频率控制电路，是一个电压信号。具体的控制方法在后 面讨论。
§２．２频率控制电路
§２．２．１基本工作原理
——一．
塑垩查兰堡主丝兰频率控制电路主要由温度敏感电阻、运放ＬＭ３５８，和ＳＧ３５２４组成。具体 电路如下：
Ｔ
＝ｏ
图２－９频率控制部分电路图
其中温度敏感电阻采集从功率电路那里采集温度信号，然后转换成电信号，
输入到运放。温度敏感电阻是负特性的，温度越高，阻值越低。当水温比较低时，
Ｒ３３的阻值比较高，这样ＴＳ端的电压就会比较低，造成ＬＭ３５８ ６脚输入比５脚 低，使得ＬＭ３５８输出高电平。如果水温比较高，Ｒ３３的阻值比较的，则ＴＳ端的 电压也比较高，使的ＬＭ２５８ ６脚的输入比５脚高，ＬＭ３５８输出低电平。Ｒ３６起着 控制的作用。它的阻值越大，５脚的输入电压就越高，那么，使的运放输出反转 所需的６脚的输入电压就比较高，相应的就是所需的Ｒ３３的阻值比较低，对应的 水温就比较高。
图２—１０ ＬＭ３５８输出曲线图
以上是对这个电路仿真的结果，兰线表示的是６脚的输入电压，红线为 ＬＭ３５８的输出电压。由于６脚的输入的电压决定了运放的输出，进而决定了整个 电路的输出和水的温度。由于运放的输出是一个突变信号而不是渐变的，这样会 导致水温的剧烈变化，因此在输出端加了一个电容Ｅ１，这样处理后，运放的输 出会是一个渐变的过程，如图所示，这样可以保证水温的变化不会太剧烈。
§２．２．２输出方波频率的计算
３５２４输出的方波的频率由６脚的等效输出电阻和７脚的电容决定。频率控 制电路的等效电路图如２一ｌｌ所示。
一．基本工作原理
恒流源式不对称斜波发生器电路原理图如图２一１１所示。从图中可以看出，
该斜波发生器正常工作时应该外接电阻ＲＴ和ＣＴ。当该电路正常工作时，外接电 阻ＲＴ上的压降为ＵＲ＝Ｖｃｃ—Ｕｂ。ｌ—Ｕｂｃ２＝３．６Ｖ，流经ＲＴ的电路为ＩＲ。由于晶体 管Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３为恒流源，故ＩＲ近似等于Ｉｃ。现将电容ＣＴ充放电过程叙述如下：
１．充电过程
当接上电源时，恒流源以恒定电流Ｉｃ向ｃＴ充电，Ｕｃ（也是限幅比较器的输 入电压）随时间增长而升高，构成斜波电压的上升沿。当Ｕｃ增至３．ＯＶ时，
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Ｄ５
Ｅ１
斜波限幅比较器翻转，Ｃａ－转为放电过程，斜波电压上升沿结束。３．ＯＶ即为 斜波电压的峰值。
２．放电过程
当Ｕｃ＝３．ＯＶ时限幅比较器翻转，放电电路导通，电容ｃＴ通过放电电路对地 放电。随着放电时间增长，ｕｃ下降，构成斜波电压的下降沿，当ｕｃ下降到 ＯＶ时，限幅比较器又翻转，ＯＶ则为斜波电压的谷值。
ＬＭ３５８输出
１５ ＶＯＵｒ
ＱＩ Ｑ２Ｉ ＶＣＣ＝
Ｒ３１：；
荆
《
章
方波 ．Ｒ３ ６ Ｑ３
Ｐ １４ 卜、
Ｚ 产生
７ 电路
ｌｌ
Ｐ肇Ｒ１＋ｐ７；占 ０
Ｃ１
恒流源式斜波发生器
＿０
图２一ｌｌ频率控制电路示意图
二．斜波频率，的计算
由上面的分析可知，电容ＣＴ的充电电流Ｉｃ与流过３５２４ ６脚的电流ＩＲ互为 电流镜。计算ＩＲ的等效电路图如图２—１２所示。
Ｉｒ Ｒ３ Ａ Ｒ３１
－０
图２—１２计算Ｉ。的等效电路图
秘酗。；纛瓿ｊ．．曩热囊逡螽幽蕊
ｏｕｔ
由电路图列出电路方程，则有
ｒ Ｕ６ ．Ｕ６一Ｕ』
ｈ一而＋Ｔ
竺！二望』一旦生．竺：！二匕！
Ｒ３ 只 Ｒ３ｌ
解上面的两个方程，得到：
小即Ｕ６Ｂ＋半
将具体的数值代入，其中Ｒ３１＝１０Ｋ，Ｒ３＝３０Ｋ，Ｒ，＝１０Ｋ，并取Ｐ５２２０Ｋ Ｐ。＝０，整理得：
”畿裂躺焉等＝０．６５＋２０“ ×１０＋３０×１０＋２０×３０ 吣ｓ‰“…
， ３．６
ｏ一。百＋ ３．６一Ｏ．６５一Ｏ．５５圪。
３０ ＝Ｏ．４６—０．０１８ｖｏ。
同时，我们有Ｉｃ＝ＩＲ＝Ｃｒ・ｄＵ／ｄｔ。设电容Ｃｒ由０Ｖ到３．ＯＶ所需的充电时间 为‘，则有如下关系：
胁＝知ｍ＝业半型肛
由上式可以求得
ｒ。＝面面３丽历ｃｒ
此即为斜波的上升沿时间。
由于电容ＣＴ…、＇ 。…………、１３
ｚ…一－，所以其下降沿时间可以忽略 则斜波频率厂为（电阻单位为ｋＱ，ＣＴ单位为ｕ Ｆ，则厂为ｋＨｚ）厂＝÷＝半
我们选用的外接电容ＣＴ的值为４７００ｐＦ。
当ＬＭ３５８输出低电平时的圪。＝Ｏ．９Ｖ，此时
ｆ。＝ （Ｏ．４６一Ｏ．０１８×０．９）×１０
×４７００×１０一”＝３１．８（ｇｓｌ
瓮
盟枷
监＾
等
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厂：土：３１．４ｋＨｚ
ｌｃ
当ＬＭ３５８输出低电平时的Ｖｏ。＝１１．２Ｖ，此时
ｔｃ
，＝—————————————————Ｉ ２而ｚ而蠢丽Ｘ
０１８ １ １．２ ｌＯ４７…００Ｘ １…０”＝５４．５－（ＪＩｔｓ４６
“＝．（））‘（Ｏ．一Ｏ． × ）×。
…
厂２÷叫ｓ３她
我们测得的实际结果约为低电平时３２Ｉ．ｔｓ，高电平时５４ｐ．ｓ与理论计算的结果 基本一致。
§２．３过流保护及过热保护、重起电路
§２．３．１过流保护电路
过流保护电路的电路原理图如下，这部分电路的核心器件是一片时基集成电 路５５６。５５６是由两块５５５集成电路组成的。
至３５２４ １０脚
Ｒ６
图２－－１３过流保护电路电路原理图
§２．３．２过热保护及重新启动电路
过热保护及重新启动电路主要是防止用户将水温调地过高以及在过流保护 电路锁死电路后对电路进行重起，它的主要核心器件是ＬＭ３５８电路，并与过流保
护电路配合构成整个保护及重新启动电路。
Ｏ
图２—１４过热保护及重起电路
§２．３．３时基集成电路５５５的结构和工作原理
５５５的原始产品是ＮＥ５５５，后来竞相仿制的有ＬＭ５５５，ＸＲ一５５５，ＣＡ５５５，５０５５５ 等等，它们的等效电路、形式和内电阻值虽略有区别，但是基本结构并无根本差 别，并且按内部电路功能结构都可简化成下图所示的形式，下面是它的外部封装
图
ＤＩＳ ＴＨ ＶＣ
ｉ
ＦＴ
放阀控复输触 Ｖｄｄ电值制位出发
欺魍控复输桃Ｖｓｓ 电值制征茁发
ＤＩＳ
ＴＨＶＣ裒Ｆ
Ｔ图２—１４ ５５６双时基电路的封装
５５５的内部电路功能结构如图２—１５所示。从图中可以看出，三个５ＫＱ电 阻组成的分压器，使内部的两个比较器构成一个电平触发器，上触发电平为
２３
Ｖ∞，下触发电平为ｊ１
ＶＤＤ。在５脚控制端外接～个参考电源Ｖｃ，可以改变上、。级。。西文，
，办。ｉ激篷鎏ｉ蘸亳建，蠡。
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ＴＨ ６ ＶＣ ５
Ｔ ２
Ｒ ４
ＶＣＣ
Ｆ
图２一１５ ５５５时基集成电路内部结构框图
下触发电平值。比较器的输出分别接到与非门的输入端。由于两个与非门组成的 ＲＳ触发器必须采用负极性信号触发，因此加到上一个比较器反相端６脚的触发 信号，只有电压高于５脚的电位时，ＲＳ触发器才翻转：而加到下面一个比较器
同相端２脚的触发信号，只有当电位低于其反向端的电位｛‰时，ＲＳ触发器才
１ ｊ发生翻转。通过对图２一１５的分析，可得出５５５各功能端的真值表，如表２—１
所示。
表２—１ ５５５集成电路引出端真值表
一Ｔ ＴＨ —Ｒ Ｆ
Ｑ
＾ 出 Ｏ Ｏ 导通
≤；‰ ≤吾‰
ｌ ｌ 截止≥知 ｓ知
１ 保持 保持士
≥氟
１ Ｏ 导通由表中可见，它具有控制、触发、电平检测比较以及放电和输出放大等功能。
§２．３．４过流保护及过热保护、重起电路工作原理分析
过流保护电路的基本电路图如图２一１３所示。５５６包含两个独立的５５５集 成电路，后面一个５５５集成电路的ＴＨ端和Ｔ端接在一起，构成一个倒相器。而 它的输出９脚则接到３５２４第ｌＯ脚。如果它的输出为高电平，由则会将３５２４锁 死，使得３５２４的输出为零，进而锁死整个电路。第一个５５５电路则接成一个ＲＳ 触发器的形式，它有两个输出端，ＤＩＳ为集电极或漏极开路形式输出，Ｆ为图腾 柱或推挽输出，复位断一Ｒ可用作高电平选通控制端。
过流保护的信号有两个来源，一个来自于功率电路部分的电流互感器。来 自互感器的ＣＳｌ、ＣＳ２经过桥堆整流后输入到５５５的２脚。６脚输入的则是从重 起电路过来的信号。当电路开始工作后，正常工作状态下，６脚的输入为高电平，
２脚的输入为低电平。但由于６脚的输入信号是运放ＬＭ３５８的输出，和２脚的 输入相比有个延迟，这样在最开始的阶段６脚的输入为低电平。对照５５５的真值 表，可以看出此时５５５的输出为高电平，经过第二个５５５倒相后，输入到３５２４ １０ 脚的为低电平，整个电路开始正常工作。在经过ＬＭ３５８的输出延时后，ＬＭ３５８ 输出变为高电平，５５５的输出保持不变。如果某个时候由于功率部分电路出现短 路故障，会使得它的输出电流突然增大，互感器检测到这一信号，经过桥堆整流 后使得５５５的２脚ＴＨ端的输入为一个高电平，这样第一个５５５的输出端６脚的 输出为低电平，ＬＥＤ Ｌ３导通，发光告警，同时放电电路开启，使得ｌ脚的输出 为低电平，经过第二个５５５电路倒相后输出高电平，锁死整个工作电路。随后２ 脚的输入变为低电平，但由于６脚的输入为高，５５５输出保持不变，整个电路依 然被锁死。要使电路重新工作，可以升高ＬＭ３５８的反相端的输入，使得ＬＭ３５８ 的输出，也是５５５ ６脚的输入为低电平。查看５５５的真值表，可以看到此时５５５ 的５脚输出为高电平。同时１脚为开路。然后再使得ＬＭ３５８的输出为高电平，
这样使得第二个５５５的８脚和１２脚输入为高电平，而其输出则为低电平，整个 电路重新开始正常工作。
过热保护电路则主要是为了防止功率电路输出过大，水温过高对使用者造 成伤害。由于功率部分电路的核心部分是串联谐振电路。并且我们选择的开关频 率要高于电路的谐振频率，这样对于功率电路的负载而言其是一个感性负载，在 这种情况下，开关频率越低，就越接近其谐振频率，电路的输出功率就越大，水
』 。。
。趣文巍黻蓉纛
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温也会越高。水温的控制主要依靠变阻器Ｒ３６。下面我们简要分析一下水温控制 的原理。设ＬＭ３５８ Ｕ１Ｂ的同相端５脚的输入电压为畴。，６脚的输入电压为
１１
圪。。＝ｉ二兰ｉ—Ｒ３２＇其中Ｒ３３为温度敏感电阻，具有负的温度特性，也就是说温
Ａ３３十Ａ３２
度越高，其阻值越低。可以看出，水温越高，６脚的输入越高。在开始阶段，水 温很低，因此温度敏感电阻的阻值较高，６脚的输入电压就比较低。此时ＬＭ３５８ Ｕ１Ｂ的输出为高电平，使得３５２４输出的方波频率较低，功率电路的输出功率较 大，水温就会上升。随之Ｒ３３的阻值下降，６脚的输入也随着升高。一直在６脚 的电压高过５脚的电压以前，运放的输出都为低电平，使得功率电路的工作频率 较低，输出功率较大，水温上升较快。当水温高到一定的温度时，随着Ｒ３３的 阻值的减小，６脚的输入电压会高于５脚的输入电压，使得运放的输出翻转，从 高电平变为低电平，导致３５２４输出方波的频率升高，功率电路的输出功率减小，
水温上升较小。由此可见，５脚的输入电压与最后的水温有一个对应关系。５脚 的电压越高，得到的水温也越高。如果用户一开始不小心把５脚的输入电压设的 过高，会导致水温一下予很高，有可能烫伤使用者。过热保护电路的目的就是为 了防止这种情况的发生。它的工作原理是这样的。如图，ＬＭ３５８ Ｕ１Ｂ的５脚的 输入同时通过Ｒ１ｌ作为ＬＭ３５８ Ｕ１Ａ（起过流保护作用）的反向端２脚的输入。
而Ｕ１Ａ的同相端３脚的输入则为电阻Ｒ５和Ｒ７的分压。一般情况下，Ｕ１Ａ３脚 的输入为一个很高的电平，２脚的输入比三脚都低。此时Ｕ１Ａ输出高电平，整 个电路正常工作。但是如果将ｕ１Ｂ的５脚的输入电压调得过高，以至于高于Ｕ１Ａ ３脚的输入，那么Ｕ１Ａ的输出，也就是５５５ ６脚的输入将变为低电平。由前面的
讨论我们可以知道，此时整个电路就会被锁死，无法工作。
由此可见，过热保护电路有限定最高水温的作用。主要的限定手段就是调 节Ｒ５和Ｒ７的阻值。
弘。。扎，
“趣；娃纛。豢瀚汹、蘸虢
第三章
§３．１功率电路核心部分概述
功率电路的电路原理图如图所示，
功率电路
它的核心是由两个ＩＧＢＴ管Ｔ１、Ｔ２以及
Ｉ璺Ｉ ３—１功翠电路电路原理图
谐振电感Ｌ和谐振电容Ｃ３、Ｃ４组成的串联谐振变化器。谐振电感同时也作为感 应加热器的原边，感应器的副边则是水管本身。控制ＩＧＢＴ的信号来自于控制电 路，同时互感器和温度敏感电阻将ＴＳ和ＣＳｌ、ＣＳ２信号反馈到控制电路，实现 自动控制。市电经过桥堆及整流电阻和电容整流后变为直流电。然后串联谐振变 换器把这个直流电压变为高频的交流电压，通过电感Ｌ感应加热被电感线圈缠 绕的水管。
§３．２ＩＧＢＴ管
§３．２．１ ＩＧＢＴ管简介
ＭＯＳＦＥＴ管具有开关速度快，电压控制的优点，缺点是导通压降稍大，电 流、电压容量不大；双极型晶体管却与它的优缺点互易，因而就产生了使它们复 合的思想：控制时有ＭＯＳＦＥＴ管的特点，导通时具有双极型晶体管的特点，这 就产生了ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）管研制的动机，该管称为绝缘栅双极
晶体管。
“． ｛４惫。《｛蕊＆§赫ｔ熬描ｉ，
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一．ＩＧＢＴ结构与工作原理
ＩＧＢＴ结构上与ＭＯＳＦＥＴ十分相似，只是多了一个Ｐ＋层，引出作为发射极，
栅极、集电极与ＭＯＳＦＥＴ完全相似。按照其缓冲区不同分对称型和非对称型。
对称型具有正、反特性对称，都有阻断能力；非对称型，正向有阻断能力，反向 阻断能力低，但它的正向导通压降小，关断的快，电流拖尾小，均属优点，而对 称型没有这些优点。
简化等效电路及常用符号如下图所示，集电极、发射极分别用Ｃ、Ｅ表示。
锄』ｌ勃
ｆ目：Ｉ Ｐ ｃ ｇ：ｆ■
． Ｊｊ Ｊ
∥ Ｎ一
，ＪＩ Ｎ＋
Ｐ＋
叫一 １．．．．．．．．．．．．．，．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．一
Ｇ—
Ｄ
ＰＮＰ
Ｒｂｒ
图３—２ ＩＧＢＴ的结构剖面图 图３－－３ ＩＧＢＴ的简化等效电路
ＩＧＢＴ的工作原理：ＩＧＢＴ由栅极电压正、负来控制。当加上栅极正电压时，
绝缘栅下形成沟道，位ＰＮＰ晶体管提供了流动的基极电流，从而使ＰＮＰ管（即 整个ＩＧＢＴ）导通。当加上负栅极电压时，ＩＧＢＴ的工作过程相反，形成关断。
二．ＩＧＢＴ晶体管的特性 １．导通特性
图３—４表示出高速ＩＧＢＴ（５０Ａ／６００Ｖ）和高速ＭＯＳＦＥＴ（５０Ａ／５００Ｖ）的通态电 压。在这个实例中，ＩＧＢＴ的电流密度约为ＭＯＳＦＥＴ的三倍。ＭＯＳＦＥＴ通态电
压在全电流范围内为正温度系数。
２．关断损耗
图３－－５显示了感性负载时高ＩＧＢＴ与ＭＯＳＦＥＴ的关断损耗与电流的关系。
常温下ＩＧＢＴ的关断损耗与ＭＯＳＦＥＴ大致相同。ＭＯＳＦＥＴ的关断损耗与温度无 关，而对于ＩＧＢＴ温度每增加１００。Ｃ，损耗大约两倍。因此ＭＯＳＦＥＴ的开关损耗 小，但是输入容量较大时，栅极反向偏置电流比ＩＧＢＴ要大的多。
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册０Ｓ ＦＸＴ ＩＧＢＴ
．Ｙｇ＝±１０Ｖ Ｖｇｔ＝±１５Ｖ
’Ｒｇ＝５０ Ｒｇ＝５１ｎ
—ｌ 占
陶ｇ
０ １
０ ０１
Ｖｅｅ＝３００Ｖ ＭＯＳ ＦＥＴ １２５＂Ｃ
钐 发 公勿曼
， ＩＧＢＴ／Ｍ０￥ＦＸＴ
工ＧＢＴＶｇ＝±１０Ｖ Ｖｇ－－±１５Ｖ
Ｒｇ＝５Ｑ Ｒｇ＝５１Ｑ
１ １０ ｌＵ口
Ｉｎ）
图３－－６ ＭＯＳＦＥＴ与ＩＧＢＴ的开通损耗的比较
三．安全工作区
ＩＧＢＴ开通的正向偏置安全工作区是由电流、电压和功耗三条边界极限包围 而成。最大的漏电流是根据避免动态擎住而确定的：最大漏电压是由ＩＧＢＴ中 ＰＮＰ晶体管的击穿电压确定；最大功耗则是又最高允许的节温所决定。导通时间
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长，发热量大，
Ｉｄ Ｉ ｄｌＩＩ
因而安全工作区变窄，如图３—７所示。
图３—７ ＩＧＢＴ的安全工作区
所谓擎住效应就是如大到一定的程度时，使ＩＧＢＴ的寄生晶闸管开通，栅极 失去控制作用。ＩＧＢＴ发生擎住效应后，漏电流增大，造成过高的功耗，导致器 件损坏。
ＩＧＢＴ的反向偏置安全工作区随ＩＧＢＴ关断时的重加ｄＶＤｓ／ｄｔ越高反向偏置 安全工作区越窄。
四．栅极偏置电压与电阻
ＩＧＢＴ特性主要受栅极偏置控制，而且受浪涌电压等影响。ＩＧＢＴ的开通特
＋陛（ｄｉ／ｃｌｔ）受到正偏置电压与电阻的影响，变化情况如图３—８所示。当ｄｆ／ｄｔ比较 大时（这时电阻小）开通损耗小。然而如果增大ｄｆ『／ｄｔ，反向恢复电流增。一般 的反向恢复特性为硬特性，反向恢复后ＦＷＤ电压也由于电路寄生电感产生很大 的浪涌电压。同时ｄＶ／ｄｔ也增大，因此驱动电路中使用光电耦合器时要特别注意。
短路耐量与栅极电压的关系如图３—９所示，栅极电压越小，短路损坏时间 可能变长。但是饱和压降要增大。
Ｉｅ＝５０Ａ
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Ｉ图３—８开通特Ｉ生（ｄｉ／ｄｔ）与偏置之间关系 图３—９短路耐量与栅极电压之间关系
五．软开关用ＩＧＢＴ
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降低开关损耗与电磁噪声的软开关谐振变换器中采用了ＩＧＢＴ。谐振变换器 分为电压变换器与电流谐振变换器。电压谐振变换器（ＺＶＳ）用于高压电源或者 电磁感应加热器，电流谐振变换器（ＺＣＳ）用的ＤＣ／ＤＣ变换器。ＺＶＳ关断时存 在关断损耗，开关频率多为３０ｋＨｚ～５０ｋＨｚ，而ＺＣＳ损耗小，开关频率可达
１００ｋＨｚ。
§３．２．２ ＩＧＢＴ的栅极控制技术
一．栅极驱动电压
ＩＧＢＴ的栅极电压（ＶＧＥ）与集电极发射极间电压（ＶＣＥ（。ａｔ、）之间关系如图３
—１０所示。如果栅极电压过低，通态电压增大，静态损耗要增加。如果栅极电 压过高，负载短路与故障时短路电流要增大。
选定栅极电压时，要考虑栅极电压的最大极限与集电极电流的使用范围，还 要考虑栅极电路与器件参数的分散性，因此，电压选为１５Ｖ±１０％较佳。
如果栅极电压选为ｌＯ～ｌｌＶ时，负载短路是的过电流就限制为较低，过电 流保护电路简单，但在额定集电极电流附近，通态电压增加。
这样确定的栅极电压是直接加到栅极上的电压，而栅极电源电压要考虑栅极 驱动电路的压降，因此，电源电压要ＥＥ上述电压值高１～２Ｖ。
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图３—１１栅极电压于集电极发射极电压之间关系
ＩＧＢＴ栅极要加负电压，负电压选用要考虑损耗。图３—１１所示电路中两只 ＩＧＢＴ为桥接方式，一只ＩＧＢＴ的栅极加负偏置电压，若另一只ＩＧＢＴ开关工作 时，高尖峰脉冲电流要流经电源回路。因脉冲宽度很窄，损耗较小，但也会发热。
一般说来，加到栅极的负偏置电压为５～６ｖ，可以减少这种损耗。
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