第三章 60-GHz 發射機之元件電路設計
3.2.1 主動式次諧波升頻混波器
主 動 式 次 諧 波 升 頻 混 波 器 ， 大 致 上 可 以 分 成 stacked-LO 和 leveled-LO 兩種架構[1]，見圖(3.2)。
(a)
(b)
圖(3.2) (a) stacked-LO (b)leveled-LO 次諧波混頻器之簡化架構 Stacked-LO 次諧波升頻混波器的操作原理，是將 LO 訊號搭配正 交相位，取 exclusive NOR，產生出2LO 的訊號，再和 IF 訊號混頻。
參考圖(3.2)(a)，假設上層的 switching function 為 S1(t) ，下層的 switching function 為 S2(t)，由於 S1(t)和 S2(t)相差90度，可以如圖(3.3) 來表示。
圖(3.3) Stacked-LO 升頻混波器的 switching function
整體的 switching function S(t)為 S1(t)和 S2(t)取 exclusive NOR 而 得，如圖(3.3)所示。如此 S(t)的頻率為 S1(t)(或 S2(t))的兩倍。
Leveled-LO 的操作是利用電晶體的非線性特性。見圖(3.2)，
M3-M4 、 M5-M6 、 M7-M8 和 M9-M10 是 汲 極 相 接 的 源 極 耦 合 對 (source-coupled pair)。以 M3-M4為例，當0D和180D的 LO 訊號輸入這 個源極耦合對，會由於汲極相接，使得基頻項的電流訊號被消去，只 有偶次諧波項的電流訊號出現在汲極，也就是說，可以產生出2LO 的 電流訊號。同時，90D和 270D的 LO 訊號輸入 M5-M6，也會產生2LO
訊號，不過此2LO 訊號會和 M3-M4所產生的2LO 訊號反相。因此，
M3-M4和 M5-M6可產生2LO 的差動訊號。各電晶體的電流示意圖如 圖(3.4)所示[2]。
圖(3.4) Leveled-LO 混頻器之電流示意圖
因為 stacked-LO 和 leveled-LO 混頻器基本的操作原理不同，使 得為達到完全切換所需要的 LO power 不同。如果是以 HBT 電晶體來 實現次諧波混頻器，stacked-LO 所需要的 LO 電壓跟 HBT 差動對要 完全電流切換所需要的電壓差相同，其典型值為4V (T ≈0 1V. )；而
leveled-LO是利用電晶體的非線性特性來完成運作，若要使二階項夠
大，需要增加許多額外的LO電壓[1]，和staced-LO 相比，所需的LO
power 大約會相差10dB。故以 HBT 電晶體來實現次諧波混頻器，
stacked-LO 架構所需要的 LO power 會明顯的比 leveled-LO 架構還
小。然而，若以 MOS 電晶體來實現，stacked-LO 所需要的 LO 電壓 跟 MOS 差動對要完全電流切換所需要的電壓差一樣，其典型值為 2VOV( 0 3≈ . ~ .0 7V)；而leveled-LO同樣是利用電晶體的非線性特性 來完成混頻，所需要的LO電壓也較stacked-LO架構高。但是，見圖 (3.5)，這張圖比較了stacked-LO架構和leveled-LO架構所需要的LO
power，在此切換級和轉導級選擇一樣的電晶體大小以及偏壓(因此
stacked-LO的供應電壓較高)，LO的輸入都是50ohm termination，並 且給理想的差動正交訊號。
0 2 4 6 8 10 12
-25 -20 -15 -10 -5 0
Conversion Gain (dB)
LO Power (dBm)
Leveled-LO Stacked-LO
圖(3.5) Stacked-LO架構和level-LO架構所需之 LO power比較圖 圖中為了公平起見，以比轉換增益平坦區小1dB所需的LO power 來比較，可以發現兩者並沒有相差很多，不像以 HBT 來實現，會相 差到10dB左右。這是由於HBT 的電晶體元件特性，若是用來實現一 般差動對，其電流完全切換所需要的電壓很小，使得stacked-LO所需 要的LO power比leveled-LO小很多；反觀使用MOS，因為MOS 電
晶體的元件特性，用來實現差動對，其電流完全切換所需的電壓已經 不小，使得stacked-LO所需要的 LO power和 leveled-LO差不多。
就架構上來看，stacked-LO和leveled-LO相比，stacked-LO堆疊 了三層電晶體(不包含電流源)，所以 voltage headroom 比較小，需要 較高的供應電壓。而且由於的雜散電容效應，使得stacked-LO架構之 上層切換級和下層切換級具有電流相位延遲，這會造成一個嚴重的問 題：就算輸入的兩個差動 LO 訊號是完美的相差90度，dc-offset 和 isolation的表現仍然會受限。
上述探討完次諧波升頻混波器的電路核心，但是就高頻的操作來 說，更關鍵的部份可能會是如何產生正交相位，以及整體電路最高頻 率的輸出端之處理。
3.2.2 高頻正交相位之產生
正交相位的產生，大致上有六種方式可以實現。第一種是使用環 形震盪器，第二種是用除二電路，第三種是用 RC-CR 多重相位濾波 器，第四種是 LR-CR 正交相位產生器，第五種是用四分之一波長耦 合器，第六種是用正交相位振盪器[3]。接下來會以適不適用於本章節 期望實現的60-GHz次諧波升頻混波器來探討。
若是用環形震盪器，會由於環形震盪器的相位雜訊表現不佳，鮮 少人會採用此電路來作為訊號產生器。
若 是 用 除 二 電 路 ， 則 提 供 除 頻 器 輸 入 的 振 盪 器 必 須 操 作 在
60-GHz 附近，不易達到低功率消耗及低相位雜訊的設計，而且可以
除的動30-GHz訊號的除二電路，功率消耗也大。
若是用RC-CR多重相位濾波器，會由於 CMOS 製程中RC值的 變異導致正交相位的不準確，而且為了增加頻寬，會選擇串聯多級
RC-CR多重相位濾波器，這樣不僅增加了許多power loss，也會因為
電阻的增加而使得熱雜訊上升。對30-GHz 的應用來說，更難以取得 大振幅的LO訊號，因此後方接上多級的正交相位濾波器似乎不是個 好的選擇，而且電阻本身的自振頻率也不適用於此頻段。
若要改善 RC-CR多重相位濾波器，因為希望提昇頻寬而串聯多
級，導致power loss 過大的問題，可以使用LR-CR正交相位產生器
[4]。LR-CR正交相位產生器的設計概念，其實是由 RC-CR多重相位
濾波器演變而來。見圖(3.6)，RC-CR多重相位濾波器是藉由RC相位 超前45度，以及CR相位落後45度，達成A1和 B1兩點相位差90度的 效果，同理，藉由天性相位相差90度的L-R來取代R-C，只要滿足 L=CR2，圖(3.6)中的RC-CR可等效成LR-CR。
圖(3.6) RC-CR正交相位產生器與LR-CR正交相位產生器
LR-CR 正交相位產生器在 L=CR2的時候，會有幾個特點：第一
是不論操作頻率為何，A2和 B2的相位差恆為90度，但是振幅差會正 比於操作頻率，不易達成寬頻振幅匹配；第二是不論操作頻率為何，
輸入阻抗恆等於R，只要 R等於50ohm，可以達成寬頻匹配。但是若
想將LR-CR正交相位產生器結合於60-GHz的次諧波升頻混波器，此
特色將會造成很大的問題。因為在高頻操作時(在此大約是30-GHz附 近)，電晶體的閘極看入之阻抗，受到Cgs的影響，會看到低阻抗。這
使得 LR-CR 正交相位產生器的輸入阻抗很低，此阻抗低到在閘極並
聯50-ohm 也無效，導致 LO 埠無法達到匹配，會需要更大的 LO
power，但是想要得到很大的30-GHz之 LO power不太容易，所以會 比較希望尋求其他的正交相位產生方式。
微波電路中經常使用的四分之一波長耦合器，在30-GHz 的應 用，經過適當的佈局繞線，其所佔面積尚在可以接受的範圍，相對於
多級 RC-CR 多重相位濾波器，其 loss 也較小。然而，若是應用於
60-GHz 次諧波升頻混波器的 LO 埠，同上所述，會由於電晶體閘極
在30-GHz 看入的低阻抗，而非看到50-ohm，導致設計上若想達到相
同的輸出振幅和準確的輸出正交相位，必須特別小心，而且對於 LO 埠的輸入返回損耗的設計也要多加注意，不過對此應用而言，四分之 一波長耦合器卻是可以考慮用來產生正交相位的方法之一。
還有一種產生正交相位的方式，就是使用正交相位振盪器，來直 接產生正交相位。對此應用來說，實現一個30-GHz 的正交相位振盪 器再接緩衝級，或許會比實現出一個60-GHz 振盪器再接上一個除二 電路來的省功率。而且目前文獻中所實現的60-GHz振盪器，其 FOM 大多不超過-190 dBc/Hz，相位雜訊在1-MHz 頻率偏移處也很少低於
-100dB，想要有高品質的60-GHz 訊號還有待研究。相對來說要實現
出高品質的30-GHz 訊號應該會容易一點。不過目前文獻中所記載超
過30-GHz 的正交相位振盪器很少，顯然要實現出低功率、低相位雜 訊和準確的輸出正交相位之30-GHz正交相位振盪器，會是一個挑戰。
3.2.3 輸出 combiner
在此章節主要選用0.13-μm 製程來實現次諧波升頻混波器，受到 製程ft的限制，後方要實現驅動放大器，會需要相當大的功率，而且 特性不會很好，若要實現功率放大器則會更加困難，因此考慮和其他 外加的驅動放大器或是功率放大器作結合。以 TRW 公司的產品為 例，全部都是 single-ended 架構，所以在次諧波升頻混波器的輸出負 載端，需要實現一個 combiner 來作 RF 的 current combine，以達到 single-end 輸出。同時，single-end輸出也有助於量測的方便性。
Combiner 的設計會遇見不少的問題，因為此 combiner 操作在
60-GHz，所以主要會利用微波工程的概念，實現被動的 combiner。
見圖(3.2)，混頻器的輸出端是電晶體的汲極，因此，看到之輸出阻抗
不會是一般微波工程探討的50-ohm，不過可以用並聯的 RC電路去等 效[12]。 所 以 設 計 上 遇 到 的 第 一 個 問 題 ， 就 是 不 能 都 以50-ohm
termination來設計被動電路。第二個問題是如何達到寬頻匹配設計，
畢竟輸出端還是要作阻抗匹配，以減少和下一級外部電路連接的返回 損耗。第三個問題跟製程有關，矽製程基板具有loss，儘管操作頻率 高，走線長度短，但是要盡量縮小化，以降低 loss，不然 RF 電流經 過 combiner 的 combine 後，反而使訊號 loss 更大。第四個問題是如 何達到寬頻設計，因為混頻器的頻寬很寬，所以會希望頻寬盡量不要 被輸出端的被動電路限制住。
整體來說，設計上會遇見的最大問題，還是源自於 combiner 的 平衡埠(balanced port)並非50-ohm，這是因為和此埠相接的，是主動 式混頻器的LO切換級之電晶體汲極，不像許多過去的文獻，採用FET mixer，可藉由LO pumping power 將汲極看入之阻抗改變至50-ohm， 使得設計上仍然可以應用50-ohm termination 的狀況。所以在此設計 會希望這個 combiner 具有阻抗轉換的效果。藉由模擬可以看出，高 頻狀況下，混頻器的輸出端可等效成一個高阻抗的電阻並聯一個電 容。如何將電容性負載在高頻時造成的低阻抗轉換至50-ohm，就是
combiner的設計關鍵。以下將分別討論現有的 combiner，比較各種不
同combiner 的可行性，最後再延伸出此章節所採用的combiner。
圖(3.7) 利用變壓器作combiner之示意圖
(1) 變壓器(Transformer)[5]：
想達成阻抗轉換的目標，可以使用變壓器(transformer)來達成。
可是變壓器的自振頻率通常無法超過60-GHz，而且參考圖(3.7)，變壓 器會需要接地，然而在CMOS製程中，不如GaAs製程，具有back-side
ground，故不易取得理想的高頻的地，這點會限制了layout上的彈性。
ground，故不易取得理想的高頻的地，這點會限制了layout上的彈性。