第二章 低功率接收機
2.3 現存的低功率技術之探討
2.3.2 低電壓操作
低電壓操作，大致上有折疊(folded)和順向基極偏壓(forward body biasing)這兩大類方式可以實現。
折疊方式藉由多出來的電流路徑，換取更多的電壓空間，是常見 的低壓操作技巧。應用在設計混頻器時，如圖(2.3)[1]所示，可以分離 轉導級和切換級的電流，針對各級不同的考量去做最恰當的電流分 配，期望達成低雜訊、高增益和高線性度的需求。但是這種作法，常 常會需要額外的電流，造成多餘的功率消耗。
圖(2.3) 折疊式混頻器[1]
但是如圖(2.3)的混頻器，其轉導級為四顆電晶體之堆疊，還是不 易達到低電壓操作。在此先比較各種轉導級，再討論其他作法[2]。
圖(2.4) 應用於折疊切換式混頻器之轉導器
如圖(2.4)所示，輸入級的轉導器可以概分為這幾種架構。最簡單
的轉導器如圖(2.4) (a)，使用一個 NMOS，負載端放電阻。由 NMOS 產生的交流電流 In，和流經切換級的電流(Is)與流經電阻的電流(Ir)作 分流。事實上，此轉導器的缺點是：有部份的交流電流流經電阻 R。
為了減少 Ir，電阻的阻值要加大。結果造成 A 點的直流偏壓要特別注 意，得保持足夠高，才能使電晶體仍然能保持在飽和區。對低電壓操 作來說，這個問題會很大。然而負載端放電阻這種轉導器，其缺點可 以藉由負載端放主動負載來改善[見圖(2.4)(b)]。藉由替換電阻成 PMOS 電晶體，會由於 PMOS 電晶體的高輸出阻抗，使得經過此電 晶體的交流電流(Ip)會被大幅減少。使用 PMOS 電晶體，不只可以增 加端點 A 和 VDD 之間的阻抗，還可以用來放大射頻訊號。使用這種 方法，理想上可以完全避免交流電流經過 PMOS 輸出阻抗洩漏至交 流地。因此，還可使用 CMOS 反相器來當轉導器[見圖(2.4)(c)]。在 CMOS 反相器中，基於電流重複使用的原則，射頻訊號可藉由 PMOS 電晶體放大。這是個可以達到高增益，低雜訊指數且低功率消耗的有 效率方法。交流電流 Is等於交流電流 In和 Ip的總和。基於上述理由，
全部的轉導為 gmn+gmp，在此 gmn是 M1 的轉導且 gmp是 M2 的轉導。
在對使用 CMOS 反相器之折疊式混頻器作更進一步的分析之前，先 檢查最低的可操作供應電壓是多少。這是由電晶體 M1 和 M2 的臨界 電壓(Vt)及過驅動電壓(overdrive voltage)所決定。M1 的過驅動電壓
(Vovn)和 M2 的過驅動電壓(Vovp)可以分別表示成
圖(2.5) 電流重複使用之交流耦合、折疊切換級混頻器[2]
低壓操作還有另一種特殊的作法，就是將圖(2.3)的架構，射頻(RF) 訊號和本地震盪(LO)訊號的輸入埠對調，如圖(2.6)[3]。
圖(2.6) 利用 NMOS 轉導級和 CMOS 反相器當開關之雙平衡式切
換轉導級混波器[3]
此電路能低壓操作的關鍵，是避免在 VDD 和 VSS 之間，需要一
吃電壓空間的特性來達成。因此，將開關接在 VDD 和 VSS 之間，放 在第一級作切換級，不僅需要較低的電壓空間，且避免了閘極氧化層 的可靠度問題，可以達到低壓操作，轉換增益也和傳統的混波器差不 多，雜訊的表現也很具競爭力。基本上此種型態的混波器，其切換級 的電晶體和 LO 埠是共模造成的雜訊是共模雜訊，可以被差動輸出消 除。
分析此混頻器前，如同[4]的分析，我們假設切換級的 ON 及 OFF 切換時間相同，且使用類似梯形(tapezoid-like)的轉導來作混頻器輸入 大訊號 LO 運作時之模型，可參考圖(2.7)。
τsw τsw
圖(2.7) 假設 ON 和 OFF 的切換時間τsw相同，會出現在切換轉導 級混頻器之波形
接下來深入分析後可知，轉換增益可以表示成 其中，轉導，雜訊超過因子(noise excess factor)和轉導級的閘極 電阻分別由gm0，γGm和rg Gm, 來代表。
若拿兩式和相比，會發現切換轉導器的混波器的熱雜訊比傳統的 混波器少了GSw這項，這點即可反映出由開關電晶體和 LO 埠產生的 共模雜訊輸出電流，取差動輸出可以消去。
再針對顫動雜訊(flicker noise)來看，先討論切換轉導器的混頻 器，其轉導級貢獻的顫動雜訊。若我們以等效時變的輸入雜訊電壓 源，串聯在轉導級電晶體的閘極，來作為顫動雜訊(flicker noise)的模 型，這個雜訊電壓藉由每個轉導器，會交替的乘以 0 和gm0[見圖
(2.7)]。以一個理想的方波假設來簡化分析：由於方波的傅立葉級數 之直流項為1/2，一半的顫動雜訊(flicker noise)能量『保持』在基頻，
然而另一半會被混頻並出現在諧波項附近。輸出的雜訊也會交替的由
1
gm 和gm2產生[見圖(2.6)]，如此會有不相關(uncorrelated)的顫動雜訊 (flicker noise)。整體來說，和傳統轉導級固定偏壓在VB的 MOSFET 差動對相比，顫動雜訊(flicker noise)只有下降3分貝。因此，和傳統 主動混頻器的轉導級相比，切換轉導器的混頻器之轉導級元件會表現 出更嚴重的顫動雜訊(flicker noise)。
傳統的主動混頻器中，切換元件也會貢獻嚴重的顫動雜訊(flicker
noise)，特別是操作在很高的 LO 頻率。相比之下，切換轉導器的切
換元件有可忽略的顫動雜訊(flicker noise)，因為共模雜訊可以取差動 輸出被消除。以上所述整理於表2. 1。
表2. 1 切換轉導級混頻器和一般主動混頻器之比較
特性 切換轉導級 轉導級+切換級 最大的轉換增益 gm0•2 /π gm0•2 /π
LO峰值電壓 VGS switch, VDS Gm, +VGS switch, 轉導級的熱雜訊 ∝ gm0 ∝ gm0 轉導級的顫動雜訊 只有一部分混頻上去 混頻上去
切換元件的雜訊 共模雜訊 (可被消去) 差動雜訊
最後，低壓操作還可用順向基極偏壓(forward body biasing)的方 式，此種方式是根據下述原理：已知 MOS 由於基板效應，Vt可以表 示成
( )
0 2 2
t t SB F F
V =V +γ V + φ − φ (2.10) 藉由改變VSB的大小，可以達到改變臨界電壓的目的。若電晶體 的臨界電壓可以下降，即可達到低壓操作的目的。此種作法的缺點在 於，會多出額外的一個偏壓，而且順向基極偏壓可能會使 MOSFET 的源極對基極之接面導通，產生一個和基極電壓成指數關係的直流電 流，導致額外的功率消耗及可能的閂鎖效應(latch-up)，因此在設計上 要多加注意。