第三章 60-GHz 發射機之元件電路設計
3.2.3 輸出 combiner
在此章節主要選用0.13-μm 製程來實現次諧波升頻混波器，受到 製程ft的限制，後方要實現驅動放大器，會需要相當大的功率，而且 特性不會很好，若要實現功率放大器則會更加困難，因此考慮和其他 外加的驅動放大器或是功率放大器作結合。以 TRW 公司的產品為 例，全部都是 single-ended 架構，所以在次諧波升頻混波器的輸出負 載端，需要實現一個 combiner 來作 RF 的 current combine，以達到 single-end 輸出。同時，single-end輸出也有助於量測的方便性。
Combiner 的設計會遇見不少的問題，因為此 combiner 操作在
60-GHz，所以主要會利用微波工程的概念，實現被動的 combiner。
見圖(3.2)，混頻器的輸出端是電晶體的汲極，因此，看到之輸出阻抗
不會是一般微波工程探討的50-ohm，不過可以用並聯的 RC電路去等 效[12]。 所 以 設 計 上 遇 到 的 第 一 個 問 題 ， 就 是 不 能 都 以50-ohm
termination來設計被動電路。第二個問題是如何達到寬頻匹配設計，
畢竟輸出端還是要作阻抗匹配，以減少和下一級外部電路連接的返回 損耗。第三個問題跟製程有關，矽製程基板具有loss，儘管操作頻率 高，走線長度短，但是要盡量縮小化，以降低 loss，不然 RF 電流經 過 combiner 的 combine 後，反而使訊號 loss 更大。第四個問題是如 何達到寬頻設計，因為混頻器的頻寬很寬，所以會希望頻寬盡量不要 被輸出端的被動電路限制住。
整體來說，設計上會遇見的最大問題，還是源自於 combiner 的 平衡埠(balanced port)並非50-ohm，這是因為和此埠相接的，是主動 式混頻器的LO切換級之電晶體汲極，不像許多過去的文獻，採用FET mixer，可藉由LO pumping power 將汲極看入之阻抗改變至50-ohm， 使得設計上仍然可以應用50-ohm termination 的狀況。所以在此設計 會希望這個 combiner 具有阻抗轉換的效果。藉由模擬可以看出，高 頻狀況下，混頻器的輸出端可等效成一個高阻抗的電阻並聯一個電 容。如何將電容性負載在高頻時造成的低阻抗轉換至50-ohm，就是
combiner的設計關鍵。以下將分別討論現有的 combiner，比較各種不
同combiner 的可行性，最後再延伸出此章節所採用的combiner。
圖(3.7) 利用變壓器作combiner之示意圖
(1) 變壓器(Transformer)[5]：
想達成阻抗轉換的目標，可以使用變壓器(transformer)來達成。
可是變壓器的自振頻率通常無法超過60-GHz，而且參考圖(3.7)，變壓 器會需要接地，然而在CMOS製程中，不如GaAs製程，具有back-side
ground，故不易取得理想的高頻的地，這點會限制了layout上的彈性。
上述兩點降低了變壓器的可行性，在此不考慮使用變壓器。
(2) 鼠徑分合波器(rat-race hybrid)[6]：
鼠徑分合波器是經常應用於微波電路的180度分合波器，如果結 合相位反轉器，如圖(3.8)所示，使得 layout架構對稱，更可以具有寬 頻的效果。若以50-ohm termination 的狀況來分析鼠徑分合波器，此 分合波器主要是由四分之ㄧ波長傳輸線所組成，在60-GHz 時，四分 之 ㄧ 波 長 大 約 是630-μm[39]， 經 過 適 當 的 彎 曲 ， 大 約 也 要 佔 去 400 μm×400 μm，這對於實現在 ic上來看，算是消耗了不少的面積。
而且isolated port需要放置50-ohm，但是在高頻應用上也不容易產生 理想的50-ohm 負載。此外，如圖(3.8)所示，此電路操作在60-GHz， 等效寄生的CL效應會很明顯，使得鼠徑分合波器的輸入balanced-port
不為50-ohm，導致鼠徑分合波器的頻寬會大幅縮減。如果要解決這個
問題，混頻器核心電路的輸出端要做匹配電路，將輸出端匹配至
50-ohm 再與鼠徑分合波器相接。這樣做會使得整體電路的頻寬受到
匹配電路的限制，也要付出額外的面積和損耗在匹配電路上。由上述 可知，鼠徑分合波器也不適用於60-GHz次諧波升頻混波器的輸出端。
圖(3.8) 利用鼠徑分合波器作combiner 之示意圖
(3)馬爾尚巴倫( Marchand Balun)[7]：
馬爾尚巴倫因為 layout 架構簡單，使得 layout 的形狀很具有彈
性；用在60-GHz 的應用面積不會太大，因此基板造成的 loss 也不至
於過大；而且馬爾尚巴倫的接地端通常和輸出端在同一側，這點可以
增加 layout 上的彈性。看起來馬爾尚巴倫似乎會是個適合應用於
60-GHz次諧波升頻混波器的combiner。
不過現在馬爾尚巴倫要實現在ic 上，一定要遵守foundry 廠提供 的設計規則(design rule)，被動電路的合成通常會因此受限。這是因為 各層金屬都有最大和最小的寬度限制，也有最小線距的限制，使得我
們可以合成出的特徵阻抗(characteristic impedance )和藕合量(coupling) 有限。
因此，為了確認馬爾尚巴倫實現在 ic 上的可行性，可以先以理 想的藕合器，組成馬爾尚巴倫來配合模擬驗證。在此以實作一的狀況 為例，將電晶體輸出的汲極端用電阻 RL及電容 CL來等效，此時 RL 為2500ohm，CL為40fF。適當地加入一些傳輸線來幫助阻抗匹配，如
圖(3.9)所示，但是，負載為低阻抗，馬爾尚巴倫仍無法達到寬頻匹配。
圖(3.9) 馬爾尚巴倫之模擬示意圖
(4)變壓器型式之巴倫：
以上三種常見的巴倫皆不適合作60-GHz 次諧波升頻混波器的輸
出combiner，因此，在這裡提出變壓器型式的巴倫，來達到寬頻匹配
和低損耗的功效。
設計的想法源自於變壓器和馬爾尚巴倫。首先，此 combiner 希 望達到阻抗轉換的目的，但是傳統的馬爾尚巴倫，其效果和1:1的變 壓器相當類似，只是阻抗轉換比不足，因此無法寬頻匹配。針對這點 可以使用變壓器的概念，藉由不同的圈數比達到阻抗轉換。
圖(3.10) 馬爾尚巴倫和1:1變壓器之示意圖 了提高耦合量以增加頻寬，耦合器採用 broadside couple 的方式。並
且在巴倫下方鋪上metal 1當 ground plane以降低基板損耗。最後此巴 倫的3D圖如圖(3.12)所示，示意圖如圖(3.13)所示。
圖(3.12) 變壓器型式巴倫之3D圖
圖(3.13) 變壓器型式巴倫之示意圖