控制弦波對齊 (Controlled Sine Wave Fitting, CSWF) 演算法

2

signal

THD N

Amp

SNDR= P ₊ (6)

1.76 6.02 ENOB SNDR−

= (7)

2.3.2. 控制弦波對齊 (Controlled Sine Wave Fitting, CSWF) 演算法

在決定了在時間領域上作分析為我們的主要方向之後，接著便開始試著尋找 過去相關的論文研究。控制弦波對齊演算法[15]是我們主要做為參考的一篇論文。

所以在本小節中，將針對整篇論文做詳細的介紹。

2.3.2.1. 基本想法

Fig. 9 IEEE 1241 所提出之弦波測試電路架構圖

類比數位轉換器測試標準 IEEE 1241 [16]以及DYNAD [17]主要內容在於闡述 如何由量測資料計算出類比數位轉換器測試參數的方法。如Fig. 9所示，IEEE 1241 所提出的方法在某些角度上來看是比較複雜的。因為在這個架構中，其輸入測試 訊號是已知的，所以如果我們把握這個優點並且拿它去跟輸出訊號做比較的話，

就可以得到很多資訊。但是在IEEE 1241中，它並沒有好好地利用這個優點，而是

把所有的測試資料都儲存起來，直到整個測試流程結束以後再把資料傳送到處理 器去做運算。通常這裡的處理器是指一部個人電腦。很顯然地，傳送資料的時間 太冗長可能會是這個方法的缺點之一，而且它通常會比分析資料的時間還要久，

因此造成了整個測試流程時間過長，增加了不必要的測試成本。而由於這個缺點 也促使作者嘗試著尋找一個方向：是否能夠讓全部的資料都在測試板上面處理？

甚至是放進晶片裡面做處理？如此一來就可以完全消除因為傳送資料所造成不必 要的時間浪費，進而大大地縮減整個測試流程的時間。因此，作者提出了一個架 構，整個過程都是在時域上做處理。而主要的資料分析的方式是基於類比數位轉 換器輸出資料與參考資料比較而來的。所提出之架構圖如Fig. 10。

Fig. 10 控制弦波對齊演算法之系統架構圖

2.3.2.2. 測試訊號的產生

在 系 統 中 的 類 比 測 試 訊 號 的 產 生 是 藉 由 一 組 數 位 的 PDM(Pulse Density Modulation)訊號後級再串上一級二階RC低通濾波器而成。為了不讓濾波器的硬體 實現面積過大因而造成不必要的硬體負擔，通常在數位 PDM 的訊號部份，它的雜 訊跟諧波失真的部份都要盡可能地壓低才行，如此一來才不會造成濾波器的負 擔，也使得濾波器的設計複雜度提高。而Σ-Δ調變器正好可拿來產生數位 PDM 訊 號並且合乎低雜訊與低諧波失真的要求。

Σ-Δ調變器擁有把頻寬內的雜訊推到高頻部份去的能力，而且隨著超頻取樣 比率(Over-Sampling Rate, OSR)的增加，訊號的有效頻寬會變窄 (如式(8)) 。所以我 們可以藉由選擇較高的超頻取樣比率讓一些濾波器的設計參數例如3db頻率和邊 沿斜率(slew rate)等規格變得比較有彈性。如此一來後級的低通濾波器會較易於設 計，也縮小濾波器的硬體實現面積，達到低硬體成本的要求。

其中在式(10)中各項代號的定義為：

2.3.2.5. 增益誤差之補償

sin sin

=2Asin cos

2.3.2.7. 雜訊與諧波失真功率

noise t noise

P s 是即時測試 (real time test)，所以當系統前級的電路在做資料傳輸的時候，同一時 間後級的電路也在做資料的運算，因此在資料傳輸上面並不會有多餘的時間被浪

比電路作為測試電路的一部分，因此在驗證測試電路的正確性時仍然必須使用混 合訊號測試機台，這在節省測試成本的角度上來看是非常不划算的。