高階雜訊移頻

(a)

(b)

圖 2-20 各級輸出擺幅落點密度圖(a) CIFF架構，(b) CIFB架構。

經以上模擬結果，可清處發現CIFF架構在每一級的輸出擺幅落點密度都明顯 比CIFB架構來得低。對於運算放大器的消耗功率與頻寬僅需較寬鬆的要求即可達 成積分目標。

2.6.3 高階雜訊移頻

一般的操作下，常有雜訊移頻效果不佳的情況發生。在先前的架構推導中可 以發現，雜訊移頻的能力與系統的階數有正比的關係。為了提高整體雜訊移頻的

強度，增加系統階數是其中一種可行的方法。在此採用以上所提之傳統型或低失

圖 2-21 不同階數下，調變器解析度與超取樣率比較圖。

圖2-21表式不同階數下，調變器解析度會隨取樣率增加也增加；當階數增加 時，相同的取樣率下，高階架構的信號雜訊比勝過低階架構。然而，當階數增加 時，系統的不穩定性也相對提高[6]。如何在合適的OSR下，應用高階架構得到高 的解析度，下段文章將介紹常用的架構。

2.6.3.1 單迴路架構

一般在實現高階雜訊移頻三角積分調變器，單迴路架構是最簡易的組成 [7-10]。例如前面所提到的傳統型與低失真型三角積分調變器皆是單迴路架構。

它們藉著串接連續的低階迴路濾波器，並由量化器的輸出回授至類比端來完成高 階雜訊移頻效果。許多學者亦提出不同的方法，藉由前饋或回授的改變來降低單 迴路系統的敏感性，原因乃引進的每個迴路濾波器所產生的極零點的位置可造成 雜訊推往高頻的效果。這些也被稱為差補(interpolative)型三角積分調變器，如下 圖2-22所示。

∫ ∫ ∫

圖 2-22 差補型三角積分調變器架構圖。

如圖2-22，藉由不同的權重回授或前饋所形成的高階雜訊移頻三角積分調變 器，常會因為不同的權重而使電路在設計複雜度增加或消耗更多能量。所以在權 重的選擇要謹慎，運算放大器輸出驅動力也要配合規格設計，避免訊號發生 overload。甚至在整體迴路系統裡所增加的極零點，亦可能使三角積分調變器的 穩定度降低。為了降低上述不穩定現象發生的機率，有學者將改良差補型三角積 分調變器，使迴路濾波器由共振器(resonator)組成[11]。藉由改善極零點的落點來 降低整個系統對回授或前饋權重的敏感性。下圖為其架構舉例。

∫ ∫

∫

∫

∫

圖 2-23 改良差補型三角積分調變器架構圖。

可是改良差補型三角積分調變器的離散時間積分器常有多個回授注入，此舉 也可能造成更多不可預測的雜訊在頻帶內，然而系統的輸出表現與動態輸入也會 受影響。

2.6.3.2 串疊架構

串疊型三角積分調變器被提出，用以克服單迴路型三角積分調變器的穩定度 問題。另一個此架構的優點，就是它的每一級僅需使用低階三角積分調變器即可 串疊成高階三角積分調變器。只要每級的低階三角積分調變器是穩定的，整個串 疊型三角積分調變器即穩定。而且它也常被稱為多級雜訊(Multi-stage noise shapping, MASH)移頻三角積分調變器。

圖 2-24 多級雜訊型三角積分調變器架構圖。

圖2-24為多級雜訊型三角積分調變器架構圖。在此架構中，第一級的量化雜 訊將會被擷取出來作為第二級的訊輸入。兩級的輸出再經由數位端的數位消除濾 波器(digital cancellation filter)將第一級的量化雜訊消除，最後輸出僅留第二級的 量化雜訊。常見系統的最高階雜訊轉移方程式為兩級雜訊轉移方程式的乘積。多 級雜訊型三角積分調變器在高階雜訊移頻設計比單迴路型更易達穩定。但兩級量 化器的位元數將使後方數位消除濾波器設計困難。在實現時，電路元件的非理想 會造成類比端與數位端的電路不匹配，進而使數位消除濾波器將無法完整地消除 誤差。