論文組織

第一章導論

1.2 論文組織

本論文分為五個章節，第一章為導論，說明研究動機及論文組織。第二章介紹寬頻被動元件Marchand balun與其衍生應用，並實作在損耗的矽基版上，接著與主動式混頻器結合，將balun整合至積體電路中，並比較其特性。第三章為除頻電路的設計與實作，介紹除頻電路在接發機上的應用與不同類型除頻電路的架構與原理。第四章為正交相位壓控振盪器，將介紹振盪器的基本原理與振盪器重要的規格相位雜訊，接著介紹正交相位振盪器的原理與種類。第五章對於電路設計與實作結果做一結論。

第二章

不同類型Marchand balun

特性比較與混頻器設計

2.1 前言

近年來，由於無線通訊的普及，使得無線通訊系統的需求量大量成長，對於單晶微波積體電路(MMIC)與射頻積體電路(RFIC)的通訊元件需求量也持續地增加，而射頻積體電路的設計，從電感、變壓器等被動元件的整合，逐漸到各種微波被動電路都得整合在單一晶片中。在大部分的電路運作中都是以差動（differential）訊號為主，但是射頻訊號的傳送卻是以單端訊號（single ended）為主，因此balun 在無線系統中為一個不可或缺的電路原件（ balun 為 balance to unbalance的縮寫），提供單端訊號與差動訊號之間的互相轉換，單端的訊號經過理想的被動式balun後會產生-3dB的能量衰減與相位差 180度的輸出訊號，而balun可用的工作頻寬是最常被用來評斷balun 特性好壞的依據，如何設計一個寬頻的balun是一項挑戰。寬頻被動 Balun中最常見的為Marchand balun，這種類型的balun又可細分為不同類型，本章節將討論不同類型的Marchand balun的特性與優劣，接著將不同類型的Marchand balun與主動式的混頻器結合，由混頻器所表現的特性間接來探討不同類型Marchand balun特性對電路的影響。

2.2 不同類型Marchand balun比較與實作

2.2.1 耦合傳輸線

Marchand balun為二組四分之一波長的耦合傳輸線所組成，耦合傳輸線即是將二條傳輸線互相靠近，讓二條傳輸線之間做電磁場的耦合，耦合線大略可分為二類，一為邊緣耦合（edge couple）傳輸線，

為最常見的耦合線結構，二為寬邊耦合（broadside couple）傳輸線，

其結構為圖2.1所示，S=耦合線的間距，d=基板的厚度，W=傳輸線的

十分靠近，可能無法實作。

2.2.2 二種 Marchand balun 與二種 0

,0

分波器

從傳統式的 Marchand balun 可以延伸出四種類型的 Marchand balun（圖 2.2）[4]，利用傳輸線理論來推導這四種 Marchand balun 之散射參數（scattering parameter）[6]，發現 Type II 為窄頻的電路，Type III 達到輸入匹配時需要 C > 1 是無法實現的，所以我們有興趣的為 Type I 與 Type IV 之 Marchand balun，Type I 為一般常見的 Marchand balun，而 Type IV 另一類型的 Marchand balun。

Port1 O/C

Type IV（0 ,180 ）散射矩陣

Type VI（0^o,0^o）

2.2.3 Type I與Type IV Marchand balun實作

（TSMC 0.18µm CMOS）

因為二種類型需要不同的耦合量來達到 S11 的匹配，在 IE3D 模擬 layout 如圖 2.5 所示，Type I 的耦合量較低利用邊緣耦合即可達成，

但是 Type IV 需要較高的耦合量，採用寬邊耦合的結構來設計。

Port1

Port2

Port3 Gnd

Gnd

Port1 Port2

Port3 Gnd Open

Edge coulpling Broadside coulpling I

Type Type IV

圖 2.5 Type I 與 Type IV IE3D layout 圖

量測結果

(1) Magnitude Response

Type I

圖 2.7 Type IV magnitude response

(2) Phase Response

圖 2.9 Type IV phase response

(3) Magnitude difference

0 10G 20G 30G 40G

-6 -4 -2 0 2 4 6

Magnitude error (dB)

Freq (Hz) Type I

Type IV

圖 2.10 Type I VS. Type IV S21 and S31 magnitude error

(4) Phase difference

0 10G 20G 30G 40G

-180 -120 -60 0 60 120 180

Phase difference (degree)

Freq (Hz)

Type I Type IV

圖 2.11 Type I VS. Type IV S21 and S31 phase difference

表 2.1 Type I and Type IV Marchand balun Summary

Die photo

2

port

port

3 port

Type I

Type IV

Open Pad

3 port

2 port port 1

圖 2.12 Type I and Type IV Marchand balun die photo Technology TSMC 0.18µm CMOS

Type I (edge couple) IV (broadside couple)

Center Frequency 10GHz 12GHz

S11@Center Frequency -17.3 dB -17.5 dB S21@Center Frequency -4.7 dB -6.3 dB S31@Center Frequency -5.6dB -6.6 dB Phase difference 171 deg 177.5 deg

S11 < -10dB S11 < -12dB

6GHz~17GHz 7GHz~14GHz

5GHz~40GHz 7GHz~25GHz Die size 220 µm x 450 µm 170 µm x 320 µm

結果與討論

實測結果顯示，Type IV Marchand balun 不管是在 port2 與 port3 的 magnitude error 上或是在 phase difference 上的特性皆比傳統式的 Type I Marchand balun 佳。由輸入匹配來看，在二個 type 的中心頻率，

Type I 的 return loss S11 為-17.3dB 而 type IV 的 return loss S11 為 -17.5dB。一般而言，可用頻率為 S11 在-10dB 以下之操作頻寬，但因為 Type IV 高頻表現較大損耗，使得 S11 在高頻皆小於-10dB，無法代表其真正操作頻寬，所以我們以 S11 小於-12dB 來比較二者的頻寬，在此條件下 Type I 頻寬為 7GHz~14GHz 而 Type IV 為 7GHz ~ 25GHz，操作頻寬明顯地為 Type IV 較寬，與理論相符。此外，因為 Type IV 為寬邊耦合的結構，故其電路尺寸相對於 Type I 而言比較小；但是訊號在高頻的損耗，Type IV 寬邊耦合結構較嚴重。

2.2.4 Type V 與 Type VI 0

,0

分波器實作

（TSMC 0.18µm CMOS）

Type V 與 Type VI 只是在 Type I 與 Type IV 上將開路改成短路，

短路改成開路，需要的耦合係數並沒有改變，故 Type V 依舊為邊緣耦合的結構而 Type VI 依舊為寬邊耦合的結構。在電路的佈局上，只是將 2.2.3 節的實作之開路改成短路，而短路改成開路。佈局示意如圖 2.13。

Port1

O/C

Port 2 Port 3

Port1

O/C Port 2 Port 3

Type V

Port1

Port 2 Port 3

Type VI

Port1

Port 2 Port 3

O/C O/C

O/C O/C O/C

Port1 Port 2

Port 3 Open

GND

Port1

Port 2

Port 3

Edge coupling Broadside coupling

圖 2.13 螺旋型線圈式 Type V 與 Type VI IE3D layout

量測結果

(1)Magnitude Response

Type V

0.0 2.0G 4.0G 6.0G 8.0G 10.0G 12.0G 14.0G 16.0G -25

-20 -15 -10 -5 0

Magnitude (dB)

Freq (Hz)

S11 S21 S31

圖 2.14 Type V magnitude response Type VI

0.0 2.0G 4.0G 6.0G 8.0G 10.0G 12.0G 14.0G 16.0G -25.0

-20.0 -15.0 -10.0 -5.0 0.0

Magnitude (dB)

Freq (Hz)

S11 S21 S31

圖 2.15 Type VI magnitude response

(2)Phase Response

Type V

0.0 2.0G 4.0G 6.0G 8.0G 10.0G 12.0G 14.0G 16.0G -120

圖 2.16 Type V phase response

Type VI

0.0 2.0G 4.0G 6.0G 8.0G 10.0G 12.0G 14.0G 16.0G -100

圖 2.17 Type VI phase response

(3)Magnitude difference

0.0 2.0G 4.0G 6.0G 8.0G 10.0G 12.0G 14.0G 16.0G -6

(5) Phase difference

0.0 2.0G 4.0G 6.0G 8.0G 10.0G 12.0G 14.0G 16.0G -50

圖 2.19 Type V VS. Type VI S21 and S31 phase difference

表 2.2 Type V and Type VI 0

,0

分波器 Summary

Die photo

Type V Type VI

Open Pad

Port Port2 Port1 2

Port

3 Port 3

Port

圖 2.20 Type V and Type VI 0^o,0^o分波器 die photo Technology TSMC 0.18µm CMOS

Type V(edge couple) VI(broadside couple)

Center Frequency 6GHz 6Hz

S11@Center Frequency -9.4 dB -14.8 dB S21@Center Frequency -5.3 dB -5 dB S31@Center Frequency -5.7dB -5.5 dB

Phase difference 4 deg 3.6 deg

S11 < -10dB NO 4.5GHz~7.5GHz

Die size 220 µm x 450 µm 170 µm x 320 µm

結果與討論

實測結果顯示，Type VI 不管是在 port2 與 port3 的 magnitude error 上或是在 phase difference 上的特性皆比 Type V 要。雖然傳輸線的結構與 2.2.3 節實作一樣，只是開路與短路互換的不同，但我們可以發現 Type V 與 Type VI 在 port 2 與 port 3 的 magnitude 的差異大多在 1dB 以內，而相位差 Type VI 都在 3 度以內，Type V 的相位差則不盡理想，

只有窄頻在相位差 3 度以內。輸入匹配並不如預期有達到寬頻的匹配，可能是因為電路結構負戴的不同導致寄生效應也不一樣，使得原本設計的耦合量離開我們所需的值，這是此次設計上的一大缺失。不由相位差的響應看來，利用理想無損耗四分之一波長的耦合傳輸線來推導 Marchand 式 0^o,0^o分波器的散射矩陣是正確的，但傳輸線在矽基板上的損耗所造成的非理想效應，在 0^o,0^o分波器上影響很大，散射參數推導中必須考慮耗損效應才能描述切確 magnitude 響應特性。

2.3 結合Marchand balun混頻器之設計與實作

2.3.1 研究動機

由上一節可以發現，Type IV Marchand balun 的頻寬較傳統式 Type I Marchand balun 的頻寬更寬，是因為 Type IV 為了輸入阻抗匹配需要較高的耦合係數，接著我們將這二類的 balun 與混頻器結合，

比較這二種類型 balun 與主動電路結合時主動電路特性的優劣。為了顯現出 balun 的影汱，在主動混頻器電路設計完全一樣，而且使用最簡單的電路結構。

2.3.2 實作電路架構

本地震盪源輸入極

LO 端我們採用 Marchand balun 產生 differential 訊號，其理論在上一節已做分析，而佈局結構如圖 2.5 所示，Type I 為邊緣耦合，Type IV 為寬邊耦合，訊號由 port 1 進去到另一端為開路，耦合到 port 2 和 port 3 出去，且為差動訊號輸出。Type 1 之 port 2 與 port 3 中間為 Common ground，在整合於混頻器時，我們將 common ground 節點利用電容讓 LO 較高頻訊號在此點看到 ground，而 LO 所需要的 DC 訊號由 Common ground 那一點注入混頻器內，如圖 2.21（a）所示；而 Type IV 之 port 2 與 port 3 之中心點為一傳輸線，我們使用大電阻當

射頻輸入極

Gilbert mixer 射頻輸入極為一個 differential pair 放大器，將 RF 訊號由電壓轉為電流，而電流經過上面 LO 四個電晶體電流的切換來一端 Q3 為共基極（common base）轉導放大器，會產生與共射極反相之電流，則可得到 RF 差動電流訊號，所以只需要單端輸入訊號即

整體電路圖

1 VCC Micromixer

Bias

Type I or Type IV

Marchand balun LO

2 VCC

圖 2.23 結合 Marchand balun 混頻器整體電路圖

射頻輸入端與本地振盪源輸入端的電路如同上述，在輸出緩衝極的電路採用共集極（common collector）與共射極作為中頻訊號（IF）

輸出端的緩衝器，將差動輸出訊號做功率合成轉換成單端輸出，以方便量測。

2.3.3 實測結果

(2) 轉換增益 VS. RF frequency（RF bandwidth）

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

-10 -5 0 5 10 15

Conversion Gain (dB)

RF frequency (GHz)

Type 1 Marchand balun Type 4 Marchand balun RF Bandwidth

圖 2.26 轉換增益 VS. RF frequency

(3) RF@7GHz-轉換增益 VS. IF frequency（IF bandwidth）

0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6

-4 -2 0 2 4 6 8 10

Conversion Gain (dB)

IF frequency (GHz)

Type I Fixed LO6.9GHz~8dBm Type IV Fixed LO6.9GHz~6dBm

圖 2.27 轉換增益 VS. IF frequency

(4) P1dB / IIP3（線性度）

(5) Isolation

圖 2.32 Type IV isolation

(6) RF and LO 輸入返回損耗

0.0 5.0G 10.0G 15.0G 20.0G

-25 -20 -15 -10 -5 0

Input retrun loss (dB)

Frequency (Hz)

RF Port LO Port Type I

圖 2.33 Type I 輸入返回損耗

0.0 5.0G 10.0G 15.0G 20.0G

-25 -20 -15 -10 -5 0

Input return loss (dB)

Frequency (Hz)

RF port LO port Type IV

圖 2.34 Type IV 輸入返回損耗

(7) Noise Figure

0.0 500.0M 1.0G 1.5G

Die photo

GND

DC

DC DC

LO

RF

IF

圖 2.37 結合 Marchand balun Type I 混頻器 die photo

GND

DC DC DC

LO

RF

IF

圖 2.38 結合 Marchand balun Type IV 混頻器 die photo

Chip performance

Process TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS

Marchand Balun Type I IV

Supply Voltage 3.3V 3.3V

Supply Current 2.54mA 2.5mA

RF/LO/IF Frequency 7GHz/6.9GHz/0.1GHz 7GHz/6.9GHz/0.1GHz

Conversion Gain 4.9dB 4.8dB

P1dB / IIP3 -9dBm /-2dBm -10dBm/-2dBm

RF Bandwidth 3GHz~13GHz 1GHz~15GHz

IF Bandwidth 20MHz~900MHz 20MHz~900MHz

S11(RF match) <-10dB <-10dB

NF 14.2dB 13.8dB

LO-to-IF isolation <-25dB <-25dB LO-to-RF isolation <-20dB <-25dB RF-to-IF isolation <-20dB <-20dB

Power consumption 8.4 mW 8.3mW

Chip Size 0.95 x 0.86 mm2 0.86 x 0.71 mm2 表 2.3 Marchand balun 混頻器 performance summary

2.3.4 結論與討論

我們可以發現除了 RF 操作 3dB 頻寬 Type IV 1GHz ~ 15GHz 比 Type I 3GHz ~ 13GHz 明顯還要寬，除此之外，其它特性皆差不多：

RF 在中心頻率 7GHz 的轉換增益分別為 Type I 4.9 dB 與 Type IV 4.8 dB，僅相差 0.1dB；IF 寬頻二者皆為 0.2MHz ~ 900MHz；在 RF 輸入返回損耗，透過微混頻器的特性，在所有頻率皆小於-10dB，為非常好的匹配；因為主動電路設計皆相同，消耗功率亦差不多。在晶片的大小方面，是被 Marchand balun 大小所限制，因為 Type IV Marchand balun 為寬邊耦合（without offset）面積較小；而 Type I Marchand balun

在此 IC 製程技術上需要的耦合量，利用邊緣耦合結構無作實現，也是採用寬邊耦合（with offset）故面積較大。從這二個電路的實作結果可發現 RF 操作頻寬是被本地振盪源的元件特性所限住，且 RF 工作頻寬結果顯示與 Marchand balun 的測試件得到相同的結果，即為 Type IV Marchand balun 需要較大的耦合量，故有較寬的操作頻率。

第三章

除頻電路

3.1 前言

在通訊系統之中，不管是在發送端或是接收端都需要有一個穩定的本地端信號，本地端信號常常需要利用頻率合成器或是鎖相迴路，將壓控振盪器的輸出信號穩定後，降低相位雜訊以符合通訊系統的需求才能運用，故接收機中所用到的VCO通常會嵌入在頻率合成器中，使輸出頻率更為隱定。頻率合成器大致可分為integer-N 和 fractional-N架構，在這二種架構中通常需要除頻器來將VCO振出的訊號降至低頻，與石英振盪器或其他準確度高的振盪訊號作相位比較。

除頻器的電路設計可區分為二類：(1) 數位電路，利用數個D-type Flip-Flop(DFF)做邏輯的推算形成計數器（counter）設計方式，可實現高除數的除頻器。(2)類比電路，適合於高頻、低消耗功率的設計，

在文檔中馬爾尚分合波器之混頻器與利用除頻器與振盪器之訊號產生電路 (頁 16-0)

第一章 導論

1.2 論文組織

第二章

不同類型Marchand balun

特性比較與混頻器設計

2.1 前言

2.2 不同類型Marchand balun比較與實作

2.2.1 耦合傳輸線

2.2.2 二種 Marchand balun 與二種 0

,0

分波器

2.2.3 Type I與Type IV Marchand balun實作

Edge coulpling Broadside coulpling I

Type Type IV

表 2.1 Type I and Type IV Marchand balun Summary

2

port

Type I

Open Pad

3 port

2

port port 1

結果與討論

2.2.4 Type V 與 Type VI 0

,0

分波器實作

表 2.2 Type V and Type VI 0

,0

分波器 Summary

Open Pad

結果與討論

2.3 結合Marchand balun混頻器之設計與實作

2.3.1 研究動機

2.3.2 實作電路架構

2.3.3 實測結果

GND

DC

DC DC

LO

RF

IF

GND

DC DC DC

LO

RF

IF

2.3.4 結論與討論

第三章

除頻電路

3.1 前言

第一章導論