適用於超寬頻脈衝通訊系統之脈波發射器設計

適用於超寬頻脈衝通訊系統之脈波發射器設計

A Pulse Transmitter Design for Impulse Radio

Ultra-Wideband Communication

研 究 生 : 鄒敦元 Student : Tung-Yuan Tzou

指導教授 : 陳富強 博士 Advisor : Dr. Fu-Chiarng Chen

國 立 交 通 大 學

電 信 工 程 學 系 碩 士 班

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Department of Communication Engineering

College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of

Master

in

Communication Engineering

June 2006

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

適用於超寬頻脈衝通訊系統之脈波發射器設計

研究生：鄒敦元 指導教授：陳富強 博士

國立交通大學 電信工程學系碩士班

摘要

本論文描述一個適用於超寬頻脈衝通訊的脈衝發射器的設計和分析，整合了收發開 關、創新的高階微分高斯脈波產生器和脈波位置調變器。並利用台積電 CMOS 0.18 um 製程來實作晶片並加以量測驗證。 在超寬頻系統中，脈波產生器由於是整個系統脈衝基頻信號來源，因此是發射器電 路中最關鍵的部份，因為其所產生的時域波形在頻域上必須滿足 FCC 所定的頻譜規範。 本論文所提出的單晶片超寬頻發射器能夠產生有效率的高階波形，其頻譜符合美國聯邦 通訊委員會所訂的規範並且傳輸不需要外加濾波器。模擬結果顯示輸出脈波的波型寬度 有 430ps 和脈波振幅有 58mV，在脈波重複頻率最高可達 500MHz 下，皆能維持正常工作。 而量測結果也驗證了電路的運作可行性，本脈波發射器有諸多優點如高對稱性、低漣波 和高頻寬等特性，提供日後應用於單晶片收發機系統裡的一個方案。

A Pulse Transmitter Design for Impulse radio

Ultra-Wideband Communication

Student: Tung-Yuan Tzou Advisor: Dr. Fu-Chiarng Chen

Department of Communication Engineering

National Chiao Tung University

Abstract

The thesis presents the design and analysis of a novel integrated transmitter design incorporating a transmit-receive (T/R) switch, a new higher order derivative Gaussian pulse generator and a pulse position modulator (PPM) for use in an impulse radio ultra-wideband (IR-UWB) system. A fully integrated UWB transmitter is designed and fabricated using standard 0.18-um CMOS technology.

A pulse generator is the baseband signal source of whole system in ultra-wideband system based on impulse radio, and therefore it is the critical part of the transmitter. The producing pulse shape in frequency domain must satisfy the FCC spectrum mask regulation. Our proposed single chip UWB transmitter can produce the effective higher order pulse shape whose spectrum is occupied under FCC limitation floor, and this pulse can be transmitted without any extra filtering. Our work shows that the pulse transmitter’s output pulse width is 430ps and pulse amplitude 58mV (peak to peak) up to pulse repetition frequency (PRF) 500MHz. The measurement results validate the circuit operation. The pulse transmitter has many advantages such as symmetry, low ringing and wide bandwidth characteristics and can be effectively used for single-chip transceivers.

Acknowledgements

誌 謝

研究所兩年來，首先我要感謝指導教授陳富強博士的指導，在研究過程中提供寶貴 的意見和方向，教導我所需的研究態度和解決問題的能力。老師爽朗的個性與鍥而不捨 的精神是我學習的榜樣。在課業以外，也常諄諄教誨我們做人處事的道理和求學的正確 態度，在日常也能如同朋友與我們一同出遊、聚餐，實為良師益友。同時也要感謝口試 委員鍾世忠教授、林俊華教授和趙學永教授的寶貴建議，使本篇論文更臻完善。 特別感謝阿德學長在研究上的許多指導與意見，帶領我實作及操作儀器並協助我完 成第一顆下線的流程。還要謝謝我的夥伴俊賢和東彥，在課業上的互相討論及生活上彼 此勉勵，還有陪我從高雄轉戰新竹的大學同窗宗諺，懷念你們陪我聊天、打球的那段時 光，很高興與你們一同入學也一同畢業;感謝實驗室的大家長，竣南學長，你的帶領使 實驗室更上軌道，感謝各位優秀的學弟們，博全、邱仔、明憲、阿筆等為實驗室盡一份 心力，相信你們的加入會使這個年輕的實驗室更加茁壯，你們的研究也能更進一步。可 愛的宓儒常讓我感到開心與快樂，謝謝妳的關心和體諒。還要謝謝在這段時間與我一起 擁有美好回憶的朋友們。 最後要感謝花了無盡心血撫養我到成人的父母和照顧我的姐姐，你們的支持與關心 是我向前的動力，特別感謝天上的爺爺從小對我倍加疼愛，您的期望，孫兒謹記在心。 家永遠是我心靈的寄託和避風港，僅以小小的成果獻給我的家人。

目 錄

中文摘要...

I

英文摘要...

II

誌謝...

III

目錄...

IV

圖目錄...

Ⅵ

表目錄...

Ⅸ 第一章 導論...1 1.1 研究動機...1 1.2 論文架構...3 第二章 超寬頻脈衝通訊系統...4 2.1 簡介...4 2.2 基本介紹...4 2.2.1 定義...5 2.2.2 特性與優點...5 2.3 超寬頻脈波...7 2.3.1 脈波的設計...7 2.3.2 脈波的類型...9 2.4 訊號調變...12 2.5 脈波產生器...16 第三章 超寬頻脈波產生器設計...20 3.1 摘要...20 3.2 電路設計分析...20 3.3 模擬結果...27 3.4 量測結果...32 第四章 超寬頻脈波發射器設計...36 4.1 摘要...36 4.2 脈波位置調變器整合脈波產生器設計...38

4.3 單刀雙擲開關設計... 42 4.3.1 動機... 42 4.3.2 設計與分析... 42 4.4 模擬結果... 45 4.4.1 整合發射器的模擬結果... 45 4.4.2 收發開關的模擬結果... 51 4.5 量測結果... 56 4.5.1 量測考量... 56 4.5.2 位置調變器整合脈波產生器量測結果與討論... 56 4.5.3 收發開關量測結果與討論... 62 4.5.4 整合發射器量測結果與討論... 67 第五章 結論... 71 參考文獻... 72

圖 目 錄

圖 1-1 發射器示意圖...1 圖 1-2 超寬頻對於室內的頻譜規範...2 圖 2-1 脈波訊號示意圖...5 圖 2-2 產生超寬頻訊號的示意圖...8 圖 2-3 時域訊號轉換成頻域上的特性...9 圖 2-4 高斯脈波...10 圖 2-5 高斯單輪脈波...11 圖 2-6 史丘茲單輪脈波...11 圖 2-7 高階微分高斯脈波的功率頻譜密度圖...12 圖 2-8 脈波振幅調變...13 圖 2-9 開關鍵移調變...14 圖 2-10 脈波位置調變...14 圖 2-11 跳時系統的示意圖...15 圖 2-12 以數位邏輯電路來產生脈波...16 圖 2-13 以 SRD 產生單輪脈波...17

圖 2-14 高斯函數(y1)、sech2(x)(y2)和 sech(x) (y3)的比較...18

圖 2-15 史丘茲脈波產生器電路...19 圖 2-16 數位式高階脈波產生器...19 圖 3-1 高階脈波產生器架構圖...20 圖 3-2 高階脈波產生器電路圖...21 圖 3-3 近似高斯波形的產生...22 圖 3-4 脈波塑形後的波形...23 圖 3-5 共閘極與二階微分器架構...23 圖 3-6 單輪脈波...24

圖 3-7 (a) Scholtz單輪脈 (b) 三次微分高斯波形...26 圖 3-8 輸出波形的頻譜...26 圖 3-9 TT 模擬圖...27 圖 3-10 FS 模擬圖...28 圖 3-11 SF 模擬圖...28 圖 3-12 FF 模擬圖...28 圖 3-13 SS 模擬圖...29 圖 3-14 0℃模擬圖...29 圖 3-15 75℃模擬圖...29 圖 3-16 佈局平面圖...31 圖 3-17 量測波形 (5ns)...33 圖 3-18 量測波形 (25ns)...33 圖 3-19 頻譜圖...34 圖 3-20 脈波產生器微影照相佈局圖...35 圖 4-1 超寬頻收發器前端電路架構圖...37 圖 4-2 超寬頻脈波位置調變發射器架構圖...37 圖 4-3 脈波調變器架構...39 圖 4-4 調變器的轉換波形...39 圖 4-5 高階脈波產生器電路圖...40 圖 4-6 輸出波形及頻譜...40 圖 4-7 SPDT基本架構圖...43 圖 4-8 電晶體寬度對插入損耗的效應...44 圖 4-9 TT 模擬圖...46 圖 4-10 FS 模擬圖...47 圖 4-11 SF 模擬圖...47 圖 4-12 FF 模擬圖...47

圖 4-13 SS 模擬圖...48 圖 4-14 0℃模擬圖...48 圖 4-15 75℃模擬圖...48 圖 4-16 文獻[15]的電路架構...49 圖 4-17 佈局平面圖...50 圖 4-18 各埠return loss 模擬...52 圖 4-19 開關隔離度 isolation 模擬...52 圖 4-20 開關插入損耗 insertion loss 模擬...53 圖 4-21 開關線性度Ｐ1dB 模擬...53 圖 4-22 發射器連接開關後的脈波...53 圖 4-23 超寬頻收發開關佈局平面圖...55 圖 4-24 量測波形 (4ns)...58 圖 4-25 量測波形 (10ns)...58 圖 4-26 量測波形 (25ns)...59 圖 4-27 四個調變位置的量測波形...59 圖 4-28 脈波的頻譜圖...60 圖 4-29 微影照相佈局圖... 61 圖 4-30 各埠的返回損耗... 63 圖 4-31 各埠的隔離度... 64 圖 4-32 導通時的插入損耗... 64 圖 4-33 線性度量測... 65 圖 4-34 收發開關的微影照相佈局圖... 66 圖 4-35 量測波形 (4ns)... 68 圖 4-36 量測波形 (20ns)... 68 圖 4-37 PPM的量測波形... 69 圖 4-38 收發開關的微影照相佈局圖... 70

表 目 錄

表一 各項 corner 模擬比較表...30 表二 脈波產生器與前人文獻比較表...30 表三 脈波產生器預計規格與實測結果表...35 表四 各項 corner 模擬比較表...49 表五 各項 corner 模擬比較表...54 表六 超寬頻收發開關與前人文獻比較表...54 表七 預計規格和實測結果的比較表...60 表八 預計規格和實測結果的比較表... 69

第一章 導論

1.1 研究動機

早在1960年代，超寬頻（Ultra-Wideband, UWB）技術就已被提出。初期的應用在 軍事地面探測雷達及影像穿牆系統上面，後來經過專家學者們的研究討論與了解超寬頻 有實現無線通訊高速傳輸的潛力，便著手開始調查商業化使用的可能性及訂立相關的標 準，終於美國聯邦通訊委員會（Federal Communication Commission, FCC）於2002年 2月14日，正式通過了開放超寬頻技術的使用法規，也正式對外宣告多年內一直被視為 軍用技術，而現在將在各種民間產品中得到廣泛的應用[1][2]。

超寬頻技術由 IEEE 802.15.3a 標準所制定，特色是低成本、低功率消耗和高資料 傳輸率，尤其傳輸不需要載波，省去了射頻轉換中頻的架構，因此更大大減少了傳統通 訊架構的複雜度，如鎖相迴路、壓控震盪器、混頻器..等皆可省去，更可以說是以＂純

脈衝通訊＂(pure impulse radio)為主的傳輸方法[3]。圖 1-1 是 UWB 脈衝通訊的發射器

簡單示意圖，震盪器(clock oscillator)發出週期性的方波決定系統的脈波重複率(pulse repetition frequency, PRF)，而 block τ代表時序電路負責脈波位置調變(PPM)和 PN

coding，提供脈波產生器(pulse generator)的輸入時序訊號。

而脈波產生器正是發射器電路中最關鍵的部份，因為其所產生的時域波形在頻域上 必須滿足 FCC 所定的頻譜規範，見圖 1-2 是 FCC 對於 UWB 室內發射功率所做的限制[1]，

其目的是避免干擾其他無線通訊的訊號並得以共存在同一環境中正常工作。由此圖可觀

察出在 3.1GHz 到 10.6GHz 範圍內所允許的有效等向輻射功率(Effective Isotropic

Radiated Power, EIRP)僅-41.3dBm/MHz，其餘的頻帶都必須限制在更低的功率範圍，這 最主要的目的在於能和其他無線電系統共存而不干擾。由於超寬頻系統所佔據的頻寬相 當大，因此用 CMOS 製程來實現會遇到許多挑戰，而這些挑戰來自於超寬頻脈衝通訊是 使用寬度僅幾百兆分之一秒(picoseconds)的窄脈波來傳送資料，目前存在超寬頻產品多 是仰賴矽鍺(silicon germanium, SiGe)製程來實現，因為其擁有優於 CMOS 製程的低雜

訊、低功耗及較佳的高頻等特性，但 CMOS 技術也具有製造彈性、低價格、整合數位基 頻功能等優勢，為未來整合成單一晶片(SOC)的趨勢。而本論文所提出的超寬頻脈波位 置調變發射器的設計，整合了一個創新的高階脈波產生器和一寬頻的收發開關，而所使 用的位置調變機制大大簡化了傳統的複雜架構，期望能達到整個 3.1GHz 至 10.6GHz 的 頻寬，利用了 0.18um CMOS 製程技術，來達到更快且更寬頻的效果。 發射功率限制 頻率範圍 (MHz) 平均 EIRP 值 (dBm/MHz) 960-1610 1610-1900 1900-3100 3100-10600 10600 以上 -75.3 -53.3 -51.3 -41.3 -51.3 圖 1-2 超寬頻對於室內的頻譜規範

1.2 論文架構

本篇論文著重在脈波產生器的設計，所產生的脈波直接占據 3.1 至 10.6GHz 的頻

寬，屬於超寬頻脈衝通訊(impulse radio UWB)系統，因此在第二章會簡單介紹脈衝式超 寬頻系統的特性與定義，並描述超寬頻脈波的種類和調變方法，並對現今已發表的脈波 產生器作一簡述和討論。 第三章裡提出一個創新的脈波產生器電路，能產生極具頻譜效率的高階高斯微分波 形，還會介紹此電路中的各個區塊及其設計原理，並顯示各狀態的模擬結果與下探針在 晶片上，從示波器所抓出的量測波形，應證此一電路的正常運作功能。 第四章則是提出簡單架構的多工器藉由電容造成弦波相位上的延遲轉換成方波上 的延遲來達到不同位置的驅動源，下一級接上改良前一章所述的脈波產生器，使其輸出 脈波的頻譜能完全滿足規範，並量測晶片來驗證，並做討論。並且模擬一個寬頻單刀雙 擲開關，具有低插入損耗的特性，適合日後整合成超寬頻收發機之用。 最後在第五章針對全文做出總結和未來展望。

第二章 超寬頻脈衝通訊系統

2.1 簡介

2001 年 11 月，附屬於 IEEE 802.15 的任務小組 Task Group 3a 成立，目的在發展 高速傳輸技術，以提供 10 公尺內可達到資料傳輸率 110 Mb/s 至 480Mb/s 的通訊實體 層。2002 年 2 月 14 日，FCC 發佈相關報告與法規，批准商用產品使用 3.1GHz~10.6 GHz 頻段，並對其發射功率作出限制。由於超寬頻技術具有低干擾、保密性強、高資料傳輸 率、定位解析度高和抗多徑衰減的能力，近年來引起無線通訊及雷達應用等方面廣大的 興趣。目前發展的超寬頻技術主要有脈衝無線電（impulse radio）與多頻帶系統 （multiband system），由於本論文的發射器輸出脈波適用於脈衝無線電系統頻段，因 此以下將針對脈衝通訊來介紹。在這章裡，將會介紹脈衝式超寬頻系統的基本概念及特 性，以及有關依靠脈波來做傳輸的各種脈波類型，並討論調變技術的應用，還有脈波產 生器的介紹。

2.2 基本介紹

脈衝無線電系統使用的訊號，與傳統通信技術不同的是，而是一種無載波通信技 術，即它不採用載波，是由一連串由單一基本脈衝波型所衍生的短週期脈衝。脈衝波型 的寬度從0.2ns到1ns。在接收方面，能夠直接從接收脈衝中解調回復出資訊流，由於每 兩個脈衝之間有極長的靜默時間，讓頻道脈衝能衰減至零，因而讓符號間的干擾幾乎可 以降低至零，故不須使用等化器;同樣以發射器來說，被資訊位元所調變的極窄脈衝訊 號直接透過射頻電路和天線發射出去，不需要經過將基頻訊號提升到射頻發送。所以， 超寬頻脈衝通訊在系統功耗和製造成本都可以控制得很低而簡化架構。

2.2.1 定義 FCC定義當部份頻寬（fractional bandwidth, Bf）超過20%，或是訊號的-10dB傳輸頻 寬超過500MHz時，都統稱為超寬頻通訊系統[1]。參照圖2-1，其中部份頻寬定義為 c f

f

B

B

=

而 B = f_H − f_L 代表-10dB頻寬， 2 L H C f f f = + 為中心頻率， f 以及 _H f 分別為高頻與_L 低頻的-10dB 截止點。為了使超寬頻段與現有的無線通訊窄頻系統共存，也嚴格訂立了 功率發射頻譜密度(Power Spectral Density, PSD)的限制，如果以室內的應用來看，在 頻率範圍為3.1GHz ~ 10.6GHz 之內，其PSD不可以超過－41.3dBm，以避免干擾到其它 的通訊系統，因此超寬頻通訊系統比其它通訊系統有更低的功率消耗。 c f L f f_H 圖 2-1 脈波訊號示意圖 2.2.2 特性與優點 以下將介紹超寬頻脈衝通訊的特性與優點，以期能設計出符合要求的硬體裝置 [4,5]。

(1)高速的資料傳輸率

根據通道容量公式(Shannon’s Capacity Formula)， log₂(1 )

N S B C= × + ，通訊的資 料流量(C)正比於通道頻寬(B)，因此以超寬頻高達的 7.5GHz 的頻寬來說，若傳輸範圍 在 10m 以內，則傳輸速率可達 500Mbit/ s，是實現個人通信和無線區域網路的一種理想 調制技術。超寬頻以非常寬的頻率帶寬來換取高速的數據傳輸，並且不單獨佔用目前已 擁擠不堪的頻率資源，而是共享其他無線技術所使用的頻帶。 (2)低功耗消耗 超寬頻系統使用間歇的脈衝來發送資料，脈衝持續時間很短，系統耗電可以做到很 低，在高速通信時系統的耗電量僅為幾百 μW～幾十 mW。民用的超寬頻設備功率一般是 傳統移動電話所需功率的 1/ 100 左右，是藍牙設備所需功率的 1/ 20 左右。因此，超 寬頻系統的設備在電池壽命和電磁輻射上，相對於傳統無線設備有著很大的優越性。 (3)系統架構簡單且成本低 目前的無線通信技術所使用的通信載波是連續的電波，載波的頻率和功率在一定範 圍內變化，從而利用載波的狀態變化來傳輸資訊。而超寬頻系統不使用載波，它透過發 送幾百的兆分之ㄧ秒級(picoseconds)脈衝來傳輸數據信號。發射器直接發射脈衝接上 小型化天線，不需要傳統收發器所需要的上變頻，從而不需要功用放大器與混頻器。同 時在接收端，也有別於傳統的接收機，不需要中頻處理，因此系統結構的實現比較簡單。 從結構上來看，成本應低於使用載波傳輸的無線通訊技術，同時使用 CMOS 製程整合成 單一晶片，具備低成本的潛力。 (4)保密性高 由於超寬頻信號能把信號能量分散在極寬的頻帶範圍內，對一般通信系統，超寬頻 信號相當於白噪音信號(white noise)，並且大多數情況下，信號的功率頻譜密度低於自 然的電子噪音，要將脈衝信號偵測出來是一件非常困難的事。採用編碼對脈衝參數進行 偽隨機化(Pseudo-random Noise sequence)後，接收端必須知道傳送端的脈衝序列， 方能正確收到訊號，無疑使得脈衝的偵測將更加困難，因此具備高度的安全性。

(5)定位解析度高

採用超寬頻脈衝通訊，由於窄脈衝具有很高的定位解析度，很容易將定位與通信合 一，而常規無線電難以做到這一點。同時窄脈衝具有極強的穿透能力，可在室內和地下 進行精確定位[6]。而全球定位系統(Global Position System, GPS)只能工作在定位衛星 的可視範圍之內，超短脈衝定位器可以給出相對位置，其定位精度可達厘米級。 (6)多徑分辨能力強 由於常規無線通信的射頻信號大多為連續信號或其持續時間遠大於多徑傳播時間， 多徑傳播效應(multipath effect)限制了通信品質和資料傳輸速率，常引起失真。傳統的 窄頻接收器將多徑能量與耙式接收器(Rake receiver)合併。接收器的一個耙齒處理一條 路徑，每一個耙齒均會增加電路複雜性、功耗及儲存要求。由於超寬帶無線電發射的是 持續時間極短的窄脈衝，其能導致多條可分解的路徑，因此多徑信號在時間上是可分離 的。

2.3 超寬頻脈波

對於超寬頻通訊的訊號習慣以脈衝或脈波來稱之，由字面上的意義，超寬頻通訊代 表的是一種使用非常寬頻帶的基頻技術，某些選擇超寬頻訊號的設計是根據規格來衍生 的，指的是我們儘可能的選擇大頻寬又能滿足最大發射功率的訊號，這可以從數學上傅 立業轉換(Fourier Transform)的角度來看，在轉換後的頻譜上發現越窄的脈衝其相對應 的頻譜上的頻寬越寬，而脈衝的分析也是超寬頻無線通訊技術中重要的一部份，因為不 僅脈衝的寬度影響頻譜響應，脈衝的形狀也會影響頻譜響應。 2.3.1 脈波的設計 有個典型的方法來產生超寬頻訊號，就是應用在時域上變化非常陡峭的訊號[9]， 如圖2-2所示，例如一個步階訊號(step function)轉換成非常窄的方波，就如同在頻域上

有很寬頻的能量源，之後接上具有頻帶選擇的帶通濾波器，使得輸出頻譜在所希望的頻 寬規格下。這是一個簡單又有效地產生超寬頻訊號的方法，然而對於某些需求較高的系 統來說，此方法較難準確地將訊號能量定位在所需的頻譜上，較缺乏彈性。 Frequency Time Time Translation FFT Bandpass filter 圖 2-2 產生超寬頻訊號的示意圖 因此，我們接下來會較準確地分析超寬頻訊號的形狀及在頻譜上的位置。首先，先 以簡單的數位式方波訊號 r(t)來考慮，以t=0為中心點，寬度為T ps。 } 2 2 { , 1 ) (t T t T r = − 〈 〈 ; 0 elsewhere 將r(t)作傅立葉轉換成R(f)在頻域上的表示法為 Tf Tf T f R π π ) sin( ) ( = 。參照圖2-3 (a)， 注意在時域上的寬度為T，轉換在頻域上的主寬度為2/T，如此可以根據設計脈波的寬度 來預測其在頻譜上的位置。而頻域上主要的波束(main lobe)分布在f=-1/T到1/T 之 間，可是仍有為數不少的旁波束，有可能會超過頻譜規範的標準值，必須尋找有效降低 這些旁波束的方法。 觀察圖2-3得知，訊號的一個重要的特性就是當上升與下降曲線越平滑時，越能降 低旁波束在頻譜上的大小，只要使得時域訊號的邊緣形狀越趨平滑，則將能控制能量集

中在主波束上。高斯脈波(Gaussian pulse)的頻譜比起其他波形擁有相對少的旁波束， 經過頻域轉換仍保有高斯脈波的形式，因此在通訊系統裡最為常用，在下一小節中會介 紹高斯脈波及微分形式的波形。 T Time -1/T 1/T _Frequency 13dB Time Rectangular Cosine Frequency 23dB Time Gaussian Frequency 34dB 圖 2-3 時域訊號轉換成頻域上的特性 2.3.2 脈波的類型 本論文重點之一為提出一個創新的高階微分高斯脈波產生器，不同的脈波形狀和寬 度，會影響頻譜的分布位置。以下將討論幾種適用在寬頻系統上的脈波波形和其頻譜。 [7]

(1) 高斯脈波(Gaussian pulse) 如圖2-4所示，為脈波通訊最常見的波形，但在頻譜上有直流成分，且頻寬很大，不 能滿足FCC所定的頻譜規範，其數學表示式為 2 [( ) / ]

( )

t Tc Tau

w t

=

Ae

− − ，其中A為振幅 的大小，Tau為脈波波形形成的一項參數稱為調整因子 (pulse shape parameter)，主要 用於調整訊號的中心頻率及頻寬，而Tç為脈波寬度。 圖 2-4 高斯脈波 (2) 高斯單輪脈波(Gaussian monocycle) 如圖2-5所示，高斯單輪脈波為高斯脈波的一階微分形式，其中心頻率偏低，仍無 法滿足頻譜規範，其數學表示式為 2 2 [( )/ ]

( ) 2

A

(

)

t Tc Tau

w t

e t Tc e

Tau

− × −

= ×

× × − ×

_。 (3) 史丘茲單輪脈波(Scholtz’s monocycle) 如圖2-6所示，起先出現在Scholtz博士所發表的論文中[3]，故命名之，是近似於

高斯脈波的二階微分形式，其數學表示式為 2 2 ( ) 2

( )

[1 4 (

) ]

au t Tc T au

t Tc

w t

A

e

T

π

π

− −

−

=

−

_。觀察以 上三種波形的頻譜，可以發現高斯脈波含有直流成分會減少天線輻射效率，而高斯微分 兩次的史丘茲單輪脈波則具有較寬的3dB頻寬，而且低頻成分也會衰減。 圖 2-5 高斯單輪脈波 圖 2-6 史丘茲單輪脈波

(4) 高階微分高斯脈波(higher-order derivatives of Gaussian pulse) 為因應超寬頻通訊與其他現有的無線系統共存，最近有研究針對為了滿足嚴苛的頻 譜規範，而提出新的波形能最有效率地滿足頻譜又能節省系統資源。高階微分高斯脈波 是將高斯脈波微分三次以上的總稱，如圖2-7所示為微分一次到微分十次的功率頻譜密 度變化，將高斯脈波微分多次會使中心頻率越往高頻走的趨勢，且微分四次以上的脈波 可以完全滿足室內通訊的頻譜規範，而同時脈波寬度會影響頻寬[8]，因此本論文提出 的設計架構即是根據以上理論而提出一個創新的高階微分脈波電路，使其儘可能擁有最 大頻寬且能滿足FCC的頻譜規範。 圖 2-7 高階微分高斯脈波的功率頻譜密度圖

2.4 訊號調變

調變是一個調整訊號的波包或波形使其帶有資訊的一個過程，超寬頻時域調變 (Time Modulated)系統採用的訊號為短周期脈衝序列，這些脈衝序列由單個基本脈衝波 形形成。ㄧ般UWB 系統所傳送之基本脈波的寬度約在0.2至1ns之間，常對於脈波的大 小、極性(polarity)和位置來做調變，同時脈波調變之取樣時間必須遵循取樣定理

(sampling theorem)以避免失真，也就是脈波調變系統的取樣速率若超過最大信號頻率 2倍以上，則接收端重建回原始信號所產生的失真程度會最小。以下將介紹這些調變以 及跳時系統(Time Hopping, TM)的簡述。

(1)脈波振幅調變(Pulse Amplitude Modulation, PAM)

參考圖2-8，就是把輸入波形依等距的時間間隔調變成振幅大小不一的脈波，透過 不同脈波的能量來決定所編碼資訊的值，而接收是以固定的時間間隔對信號取樣，所取 樣信號大小正比於取樣瞬間信號振幅大小。若以8-ary PAM來說，代表有8種層級不同的 脈波振幅來處理4個位元的資料。缺點是容易受到雜訊干擾影響，這些外來的電壓與訊號混合容易 改變振幅的大小。 圖 2-8 脈波振幅調變

(2)開關鍵移調變(On-Off keying, OOK)

參考圖2-9，開關鍵移是二位元信號結構，則當輸入為high 時才有信號送出，而low 時便無信號輸出，其頻寬需求大約是一個脈波寬度的倒數，當振幅改變時，頻率跟相位保持不變，

這種調變方式稱之為開關鍵移調變，是早期使用於無線電電報的調變方式之一，概念很 像脈波振幅調變，但優點是在開關鍵中的一個位元數值是以沒有電壓表示，其優點是減 少傳輸中所需的能源。

圖 2-9 開關鍵移調變 (3)脈波位置調變(Pulse Position Modulation, PPM)

參考圖2-10，在一個固定的週期框架(frame)內，假定在參考位置出現的脈波代表 邏輯高電位，則在落後或提早於參考位置出現的脈波則代表零。每一個在n階位置調變 系統中，一般將輸入的位元串分割成長度為log2n個位元的區塊，其中每一個區塊可以 對應到n種不同的脈波位置調變波形中的一種，由精確穩定地控制每個脈衝之間的間距 來完成訊號的調變，兩脈衝之間距受原始資訊與通道編碼兩個成分的控制。其中所有訊 號都是正交的，而且具有相同的能量，利用消耗頻寬來換取更佳的平均功率效率，因此 對於超寬頻脈衝通訊來說，是相當合適的一種調變方法，在本論文中，也是採用此方法 進行脈波的調變。 圖 2-10 脈波位置調變

利用脈波位置調變和隨機跳時碼(random time-hopping code)結合輸出，可將訊號 頻譜平坦化，並減輕多路徑效應和多用戶之間的干擾，接收採用相關器進行解調，達成

多人使用要求的超寬頻跳時系統。對於多方存取系統的使用者而言彼此之間是正交的， 因此在發送端是以擬隨機碼(PN code)控制一個時間框架中每一個使用者的跳時位置。 TH-PPM的數學模型可以下式來表示[3,4]:

∑

∞ −∞ =

−

−

−

=

j k N j c k j f k tr k k tr

t

w

t

jT

c

T

d

_s

s

( )

(

( )

)

(

( ) ( )

δ

_[( _/) _]

)

_(2-1) 其中 ( ) ) ( ) (k k tr t s _{代表為第 k 個使用者的傳輸訊號。參照圖 2-11，} f T 表脈波重複的時間 週期(pulse repetition time)，或者稱為時間框架寬度，通常為脈寬的幾百倍到千倍之間。 對於固定的Tf ，符號傳輸率R 如下(2-2)式所示: s s R (symbol rate)= f s s T N T = 1 (2-2) ，由調變後單一週期內脈波的數目N 決定，由(2-2)式得知若時間框架寬度保持不變，s 則增加每位元的脈波數目，會導致傳輸率下降，而提升處理增益(process gain)。(2-1) 式裡的 (k) j c 代表第 k 個使用者所屬的一組跳時序列(time-hopping sequence)，是由 PN code 決定，並提供一個可相加的時間位移 c k j T c( ) 給一連串脈波中的第 j 個單一脈波。δ 為脈波位置調變參數，用以選擇最佳的調變效能。 f nT Tc 2Tc 3Tc 4Tc 5Tc 6Tc 7Tc (n+1)T_f f

T

Ns j

d

/

δ

c k j

T

c

( ) 圖 2-11 跳時系統的示意圖

2.5 脈波產生器

雖然脈波產生器是發射器電路中最關鍵的部份，但根據目前所發表的文獻中，還未 有電路架構提出能有效滿足頻寬和頻譜規範，因此成為無線通訊裡一個相當重要的研究 領域。以下將簡介幾篇典型的脈波產生器電路，並在第三章裡和本論文所提出的電路列 表比較。 最簡單的方法是由數位邏輯電路來組成的，如圖 2-12(a)所示，當方波震盪器的一 個輸入和另一個經過反向器延遲的輸入作為 XOR 閘的兩個輸入時，根據 XOR 閘的邏輯， 當兩個輸入為不同層級的時候，輸出為 high，因為方波的上升與下降時間非為零，所以 輸出為一個類似高斯脈波的訊號;同理 AND 閘是當兩個輸入同時為 high 時，輸出才是 high，引伸到 NAND、NOR 等其他數位邏輯同樣可以達到此目的。 τ (a) XOR 閘 τ (b) AND 閘 圖 2-12 以數位邏輯電路來產生脈波

德州農工大學的 C.Nguyen 發表一系列以分散式二極體在微波電路上實現脈波的方 法[10,11]，見圖 2-13，此架構主要是利用一顆 SRD 二極體(step-recovery diode)產生一 個快速切換的步階訊號(step pulse)，經過一個短路殘段(short-circuited stub)而反射會 造成 180 度的相位差，和原本正向前進的步階訊號相結合後成為一個類似於高斯脈波的 訊號。而蕭基二極體的作用是當只有脈波振幅大於臨界電壓才能通過，藉此消除濂波; 後半段的脈波塑型網路(pulse shaping network)是作寬頻阻抗匹配用，最後由C 和_F R_L

形成一高通濾波器作微分器，藉此將高斯脈波微分一次形成單輪脈波，區間約為 300ps。 優點是製作簡單，波形對稱且濂波小，缺點是頻譜特性差且不能電路整合。 Oscillator R_L= 50Ω Schottky Diode SRD Schottky Diode BB V B R B C D C CF Ω 50 F V Gaussian Pulse Generator Pulse Shaping Network RC Network 42 43 44 45 46 47 41 48 -500 -300 -100 100 300 500 -700 700 Time [nsec] A mp lit u d e [m V] 圖 2-13 以 SRD 產生單輪脈波 另有兩篇文獻是利用 CMOS 0.18um 技術模擬出史丘茲單輪脈波(高斯脈波的兩次微 分)[12,13]，他們的共同特色就是由電路去實現數學式子，而產生類似高斯的波形。在 文獻[12]中，是根據高斯脈波的數學式近似於雙區線正割函數(hyperbolic secant function) 的平方，推導如下: 2 [( ) / ] ( ) t T c T a u w t = A e− − ... ! 3 ! 2 1 6 4 2 2 + − + − = = − x x x e x

... 720 61 24 5 2 1 ) ( sec 4 6 2 + − + − = x x x x h => ... ( ) 720 152 24 16 1 sec ) ( 2 2 4 6 2 t h x x x x w t w = = − + − + ≅ 圖 2-14 顯示出高斯波形、sech2 (x)和 sech(x)的波形，可知高斯波形(y1)與雙區線正 割函數的平方(y2)非常相似。

圖 2-14 高斯函數(y1)、sech2(x)(y2)和 sech(x) (y3)的比較

電路架構見圖 2-15(a)，當輸入電流源為雙區線正切函數，經由一個平方器電路使 得 Q5 的集極電流近似成高斯脈波，因為電感 L 將電流微分一次後，再次由一對電容、 電阻所組成的高通濾波器又微分一次，這樣的兩次微分電路是相當有效且簡易設計的， 因此也成為本次設計所參考的微分架構。觀察其波形雖然對稱，但振幅太小的結果造成 傳輸易衰減，而且脈波寬度高達 2ns 以上，其頻寬必定有限。 在文獻[13]所提出的架構基本上和前一篇類似，參照圖 2-15(b)，使 M1 操作在飽和 區則如同一個平方器，若 M2 偏壓在弱反轉區則 ( )/ 2 2 squ t V x D S e

I

=

K e

λ

≈

A e

− ，如同

一高斯脈波，再經由一 RLC 二階微分電路，產生史丘茲單輪脈波。其波形近似對稱且頻 寬可達 5GHz。 Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 in i A I D D V GND L C L R Ω = 50 L R sqr V (a) [12] (b) [13] 圖 2-15 史丘茲脈波產生器電路 在文獻[14]中提出以數位式邏輯電路設計出高斯脈波五次微分波形，此種波形之後 不需連接額外的濾波器即能滿足 FCC 的頻譜，其電路架構如圖 2-16 所示，第一級的三 角脈波產生原理如一開始所述，分別以 NAND 和 NOR 來產生反向的三角波，各鄰近的三 角波之間相差約 100ps 的時間延遲，原因在於每個輸出節點所串接的反相器數目不同， 而輸出級結合四種不同的三角波來形成最後的五次微分高斯脈波。 圖 2-16 數位式高階脈波產生器 A B C D M1 M2 M3 M4 數位三角脈波產生器 輸出級 E Ω 50 A B C D E

第三章 超寬頻脈波產生器設計

3.1 摘要

本章提出一個創新的脈波產生器電路，能夠產生適用於超寬頻脈衝通訊的高階微分 高斯波形，此輸出波形擁有高對稱性和極低的濂波(ringing)等特性，其頻域上更涵蓋 3~10GHz 的頻寬。模擬結果顯示當脈波重複率高達 500MHz 時，此脈波產生器的輸出 波型區間仍有 400ps 和峰對峰的振幅為 43mV。此電路利用台積電 CMOS 0.18um 的製 程技術來模擬並製作晶片，梯次為 T18-94E，量測結果已成功驗證此電路的可行性。此 脈波產生器不僅可應用在發射器中當信號源，亦可在接收機中提供匹配相關器的樣板波 形。本章節敘述如下:在 3.2 中，將介紹此電路中的各個區塊及其設計原理，並輔以模 擬分析來比對說明，在 3.3 中會顯示各種狀態的模擬圖，在 3.4 中會比較量測結果並做 結論。

3.2 電路設計分析

圖 3-1 為本章的高階脈波產生器的架構簡圖，以套裝軟體 ADS2004 版本模擬全部 電路，整體運作原理說明如下: 圖 3-1 高階脈波產生器架構圖 首先，輸入源為 100MHz 的方波震盪器，不同方波頻率會造成產生波形週期的不 同，即使升到 500MHz，模擬的波形依然完整。震盪器的輸出為兩個反向器，由於反向

器在 0.18um 製程下切換相當快速，其作用在於有效降低上升與下降時間，在文獻[14] 中也有使用類似方法來提升切換時間。方波先經過一個簡單的 RC 微分器，會在方波的 上升與下降時間分別產生一個類似的高斯脈波，此時必須小心控制 RC 值，以期能有一 理想對稱的波形。由於這時的脈波寬度為 nano-second 等級，為了將脈波微縮到 pico-second 級，必須再經過有著不同直流偏壓的兩個反向器作為脈波塑形的功用。接 著以一顆 PMOS 作為共閘極放大器，從源極看進去的等效輸入阻抗與在共閘極放大器 前接了一顆電容，設計為同一等級，巧妙將原本的高斯脈波微分成一個單輪脈波，最後 接了一個 RLC 二階微分電路，在輸出端產生一個有高頻譜效率的高階微分高斯脈波。 電路描述 圖 3-2 為高階脈波產生器電路圖，以下將針對每一個電路區塊功能解釋，輔以模擬 波形對照。(圖上的 V1~V4 對應為以下所觀察的波形) ` DC Vdd -Vdd Vdd C1 R1 C2 L1 C3 L R in V1 G V2 V3 V4 Vout 圖 3-2 高階脈波產生器電路圖 由於在 0.18um 製程下的反向器切換速度相當快，反向器作用為降低震盪器發出輸 入方波的上升與下降時間，以使方波更加陡峭(sharp)，來提供一個驅動下一級的方波訊 號，好處是之後產生的脈波區間會縮短。電路的輸入端為外接正負 1 伏特的方波，而反 向器的±Vdd = ±1.8V 。

一階微分器(first order differentiator) 以一對 C1、R1 所組成的微分器，亦可看作是電容充放電的過程，觀察圖 3-3 在方 波的上升時間及下降時間分別會產生一對反向的近似高斯波形，電容、電阻要小心控制 方能得到一完整且對稱的波形，因為這一級是相當重要的，它會直接影響最後的輸出波 形是否對稱並且無多餘的 ringing。其波形寬度有 2ns，振幅約為 600mV。 圖 3-3 近似高斯波形的產生

脈波塑型電路 (pulse shaping circuit)

觀察圖 3-4，為了使上一級所產生的高斯波形寬度更加縮小，又不改變脈波的極性 (polarity)，因此使用一對反向器實現脈波塑形的目的，為了不增加額外的電源供應，Vdd 一律接 1.8 V，在 NMOS 的源極外加一個-0.4 V 的電源供應是為了考量使電晶體開關的 臨界電壓大小，使得輸出波形不失真所作的設計。而由上一級所產生的反向高斯脈波(0 ~ -600mV)經過第一個反向器，因為 PMOS 一直開啟且 NMOS 關閉，所以一直維持在 1.8 V 而不變化，只留下原本正向的高斯脈波 (0 ~ 600mV)在作動，其輸出脈波頻寬由 原本約 2ns 縮小到 300ps，而脈波振幅變小為 225mV。

圖 3-4 脈波塑形後的波形 共閘極架構 (common-gate stage) 選用一個 PMOS 作為共閘極架構有兩個目的，一個是為了隔絕電容 C2 和下一級的 二階 RLC 微分電路發生耦合作用;另外就是當電晶體的汲極負載阻抗相當小時，共閘極 組態的輸入阻抗才會低[7]。因此見圖 3-5 共閘極與二階微分器架構的電路圖，從源極 看進去的等效阻抗 Zin 的歐姆值和 C2(0.5pF)設計為同一等級，如同一個 RC 微分器， 將前一級的輸出高斯脈波微分一次成一個對稱的單輪脈波(mono-pulse)，觀察圖 3-6 的 V3 脈波寬度約 300ps 和 V2 相近。 L R 圖 3-5 共閘極與二階微分器架構

2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 3.4 3.6 2.2 3.8 1.74 1.76 1.78 1.80 1.82 1.84 1.86 1.88 1.72 1.90 tim e, nsec V3 圖 3-6 單輪脈波

二階微分器 (second order differentiator)

由 L1、C3、RL 所組成的二階微分器架構常用於脈波產生器的電路裡[13]，優點是 元件簡單且效果好，不像傳統類比式的微分器面積大、結構複雜，主要缺點是被動元件 必然消耗絕大部分的脈波振幅。參照圖 3-5，RLC 電路運作原理推導如下: ( in s domain ) 流經 C3、R 路徑為同一電流 : L 3 4 4 3 3 1 ( ) out ( out ) out out L L V V sC V V V sC V R R sC × − = ⇒ = + × 在 V4 節點的 Kichhoff’s rules : 3 1 3 1 1 ( out ) out out ds L L V V sC V I sL R sC R − × + × = + 1 1 3 1 out L ds L V sR L I _{R sL} sC − ⇒ = + + (1)

1 3 1 3

1.2

,

0.5

,

50

1

L L

L

nH C

pF R

R

sL

sC

=

=

=

Ω

∴

+

<<

∵

, 帶入到式(1) 2 1 3 out L ds

V

s R L C

I

⇒

≈ −

×

很明顯地，輸出電壓是汲極電流的兩次微分形式，觀察圖 3-7(a)的 4 1 ds dI V L dt = 為

一標準的 Scholtz’s monocycle pulse(兩次微分高斯波形的特稱)，其脈波寬度約為 300ps，脈波振幅約為 75mV。而最後輸出在 50Ω負載阻抗上為一對稱且無 ringing 的 三次微分高斯脈波，由圖 3-7(b)可得知最後輸出的脈波寬度為 400ps ，振幅為 43mV(peak to peak)。參照圖 3-8 為時域波形轉換在頻譜上的特性，觀察得知其頻寬約 涵蓋 3~10GHz，且頻譜效率高達 93%，在此定義頻譜效率為在 3.1~10GHz 的頻寬內， 發射脈波的頻譜佔整個美國聯邦通訊委員會所限定最大 EIRP 值的比例。雖然在低頻的 部份有些微沒有符合頻譜標準，因此吾人之後做了電路上的改良以滿足頻譜限制，將在 第四章詳述。 總結來說，本章所介紹的高階脈波產生器為一創新的電路，波形極近似五階微分的 高斯脈波，根據文獻[8]指出此類型的脈波是最滿足頻譜效率的波形，越微分多次的波 形，頻域上會越往高頻走，這些條件對頻譜有很好的特性。而且電路中沒有使用到電流 源，所以比起[12]不會耗費多餘功率，輸出脈波可以直接由發射器傳送而不需耗用額外 的濾波器。

2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 3.4 3.6 2.2 3.8 1.76 1.77 1.78 1.79 1.80 1.81 1.82 1.75 1.83 time, nsec V4 , V (a) 2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 3.4 3.6 2.2 3.8 -15 -10 -5 -0 5 10 -20 15 time, nsec V out , m V (b) 圖 3-7 (a) Scholtz單輪脈波 (b) 三次微分高斯波形 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz PSD( d B m ) Spectrum 圖 3-8 輸出波形的頻譜

Simulated pulse of the generator Simulated pulse after the antenna

3.3 模擬結果

由於晶圓上切割各晶片所分布的位置各有所不同，因此在製作上的電晶體速度也會 有所不同，因此在下線之前必須模擬並考慮製程變異與溫度差異所造成的影響，做以下 模擬(圖 3-9~圖 3-15)並整理成表，其中在 TT 正常模式下波形對稱且無 ringing，頻寬涵 蓋 3~9.5GHz。表一為整理各項 corner 的模擬比較表。圖 3-16 為下線的佈局圖。core chip 實際面積只有 0.34*0.23 mm2 ，但由於 pad 有最小距離考量，因此其他多餘面積 以 dummy 填補。 TT 模擬 圖 3-9 TT 模擬圖

FS,SF,FF,SS 模擬

圖 3-10 FS 模擬圖

圖 3-11 SF 模擬圖

圖 3-13 SS 模擬圖 溫度模擬 圖 3-14 0℃模擬圖 圖 3-15 75℃模擬圖

Model TT FS SF FF SS 0℃ 75℃ PEX 振幅(Vp-p) (mV) 43 59 30 24 52 33 44 27 脈波寬度 (ps) 400 400 410 440 430 430 450 400 對稱性 極對稱 對稱 對稱 極對稱 些許不對 稱 對稱 對稱 些許不對 稱 頻寬(-10dB) (GHz) 6.5 6.1 5.3 5 5.5 5.8 6.3 5.1 表一 各項 corner 模擬比較表 表二為目前有文獻發表之相關的超寬頻脈波產生器與本電路所做的比較表，在下列 文獻中，除了[11]是以微帶線電路實作，其餘皆是以 CMOS 0.18um 技術來模擬。在文獻 [11,12]中，由於論文中並未顯示頻譜圖，因此以*表示;而根據[8]指出單輪脈波先天上 的特性以及在[12]中的史丘茲單輪脈波寬度高達 2ns，因此研判其頻譜特性必定不好。

Ref. [11] [12] [13] [14] This work 波形 Monocycle Scholtz’s Scholtz’s High-order High-order

脈波寬度 400ps 2ns 500ps 400ps 400ps

振幅(Vp-p) 200mV < 3mV 20mV 300mV 43mV

ringing bad good medium good good

對稱性 good medium medium good good

頻寬(-10dB) * * 5GHz 5.8GHz 6.5GHz

滿足頻譜 bad bad medium medium good

佈局平面圖

CKT name : 適用於超寬頻系統的高階脈波產生器 Technology : TSMC 0.18um 1P6M CMOS

Package : NO

Chip Size : 0.84 * 0.82=0.6888 mm2

Transistor/Gate Count : 9 MOS/ 1 RES/ 1 IND/ 3 MIMCAP Power Dissipation : 16.02 mW (core)

3.4 量測結果

於國家晶片設計中心的高頻實驗室進行 on wafer 量測，測試結果見圖 3-17、圖 3-18。其中圖 3-17 為了清楚顯示波形的特徵，時間軸取 0~5ns 觀察，得知脈波寬度為 500ps，而峰對峰值的振幅有 40mV，表三為預計規格與實測結果表，相異較大的脈波寬 度比模擬值多了 100ps，推測可能原因是為了使輸出波形對稱而調動了偏壓，因而減慢 了前級反向器的切換速度，使得產生波形的脈寬增大，另一原因可能是 RLC 等被動元件 的模型不是很準確導致實作出的晶片和模擬有所差異，一旦元件沒有控制準確，都會造 成振幅改變和波形失真的現象發生。另外值得注意的是量測波形在頭尾端有些微的濂 波，但其值都在 2mV 左右佔整個振幅的 10%之內，為可接受的範圍。量測時的方波產生 器輸入頻率為 50MHz，即每 20ns 為一週期，由圖 3-18 可以得知兩個波型相距 20ns，其 間沒有其他大的干擾雜訊產生。參見圖 3-19 的頻譜圖，實線部份為量測波形的頻譜而 圓球線則是經由天線發射後的頻譜，由於脈宽增加與波形的不同都會造成轉換在頻譜上 和模擬有所差異，在此假設天線為一理想且匹配良好的微分器，而由天線發射後的脈波 頻譜，雖然成功往高頻走，改善了低頻部份的功率限制，也在整個頻譜的規範下，但總 體來說，頻譜效率卻不高，還有進步的空間。圖 3-20 顯示晶片的微影照相圖，其面積 包含 pad 大小約為 0.68 mm2 ，經由量測結果可發現，輸出波形為高對稱且低失真的高斯 三次微分的標準波形，應證此一電路的正常運作功能，在維持相同條件下所得到的量測 波形和模擬結果大致相同，然而由於製程和偏壓上的偏移以及佈局不夠完善等因素造成 影響電路的實際操作。因此，往後所下線的電路可利用此架構做基礎去做改良和延伸， 相信成功的機率是很大的。

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz PSD (d B m ) Spectrum 圖 3-19 頻譜圖 表三 脈波產生器預計規格與實測結果表

規 格

模擬結果

量測結果

操作頻率 3.1GHz ~ 10.6 GHz Pulse repetition frequency 50MHz 50MHz

供應電壓 1.8V,-1.8V,-0.4V

脈波寬度 400ps 500ps

脈波振幅(Vp-p) 43mV 40mV

脈波頻寬(-10dB) 3GHz ~ 9.5GHz 4.5~12.5GHz 消耗功率 16.02 mW 18.33mV

Measured pulse of the generator Measured pulse after the antenna

圖 3-20 脈波產生器微影照相佈局圖 RF IN OUT 1.8V -1.8V -0.4V

第四章 超寬頻脈波發射器設計

4.1 摘要

本章提出一個整合脈波發射器的設計，將第三章的脈波產生器整合在一個脈波位置 調變器之後，以兩個位元來產生四個位置的調變，而輸出端接上一個具有低插入損耗的 寬頻單刀雙擲開關，以供日後再加上接收端而整合成收發機之用。 超寬頻脈衝式的發射器架構可以分成兩類，第一種是產生脈波跟本地震盪器(Local Oscillator, LO)作混頻的動作，將原本的基頻上行轉到中心頻率; 第二種是發射器直接 產生涵蓋超寬頻帶的脈波，而不需要任何的頻率轉換。以發射一個基頻脈波來說，有的 方案會外加濾波器來塑形脈波[15,16]，也有方案是脈波直接發射而座落在超寬頻帶的 規範內[14,17]，本章所提出的發射器是屬於第二種類型的，而且沒有額外加上濾波器。 此發射器的輸出波形區間有430ps和峰對峰值的振幅58mV。由於CMOS製程具有低功率與 低成本的特色並可與基頻電路整合成為系統單晶片(SOC)的趨勢，因此本電路以TSMC 0.18um模型設計出脈波位置調變發射器整合3.1~10.6GHz全頻段的收發切換開關(T/R switch)，將可應用於收發機的前端發射器之中，如圖4-1為超寬頻脈衝通訊收發器的架 構簡圖。下線梯次為T18-95A~C，初步的量測結果也能驗證此電路的可行性。本章節敘 述如下: 在4.2中會介紹調變器的設計並闡述如何驅動下一級的脈波產生器使其擁有 PPM的效果，在4.3中將介紹如何改良傳統的單刀雙擲開關，使其在3.1~10.6GHz的寬頻 段還能擁有低插入損耗、高隔離度等不錯的特性，在4.4中會顯示發射器、開關的模擬 結果，並和前人的電路列表比較，最後在4.5中會比較量測結果並做結論。

／

圖 4-1 超寬頻收發器前端電路架構圖

圖 4-2 超寬頻脈波位置調變發射器架構圖

4.2 脈波位置調變器整合脈波產生器設計

參照圖 4-2 的發射器架構圖，設計的理念為:使用數位式的方波去驅動類比式的 RF 脈波產生器，所以只有脈波產生器是類比式的 RF 電路，其餘皆為數位式的設計。輸入 端為 100MHz 的弦波震盪，之所以選擇輸入弦波，目的是考量傳統上的作法利用方波輸 入反向器的延遲時間相當小，故嘗試以弦波對電容先天上的電性特徵，之後再接反向器 還原成方波能產生足夠大的時間延遲，由一個四對一的數位多工器來選擇四個不同延遲 時間的方波路徑輸出達成位置調變的目的，接著由所選擇出一條方波輸入來驅動所設計 的脈波產生器，以下將對每一個電路區塊作更詳細的說明並輔以模擬圖形描述。(圖上 的紅色節點對應為以下所觀察的波形) 脈波位置調變器(PPM modulator) 調變器置於脈波產生器之前或之後，對於整個發射器而言，都可以達成目的。脈波 位置調變器是利用時間延遲的原理來造成輸出脈波有不同的位置，因此考量設計延遲二 進位的訊號比起連續的類比信號要來的有效率簡單，也就是處理類比式的延遲電路比數 位電路通常來的比較複雜、難設計[15]，所以本設計是把調變器置在脈波產生器之前 主。參照圖 4-3 所示，模擬時輸入 100MHz、振幅為正負 1V 的弦波，分為四條不同的路 徑，其中 d0 為原本輸入的弦波，其餘三條路徑分別經過不同的電容值大小所造成振幅 與相位上的變化，電容值越小，其阻抗越大，則弦波衰減也越大。後面接上反向器作用 是將弦波轉換成方波來驅動下一級的脈波產生器，參照圖 4-4(a)，有了四條不同寬度的 方波後，即可用一個四對一的數位多工器操作，我們用兩個位元(S0、S1)去控制不同的 路徑輸出，參照圖 4-4(b)是結合四條的多工器輸出波形再同一張圖上，藉由微調電容大 小，可輕易控制方波的延遲時間，在這裡設計每個方波相差約 400ps，原因是考量延遲 時間和之後所結合的脈波產生器波形寬度必須在同一 level，才能達成具有脈波調變的 目的。若此方法驗證可行，未來將可結合多個多工器，如此一來便能大幅增加資料傳輸 率，成為具有多人使用的跳頻超寬頻發射器。

S1 S0 0 0 0 1 1 0 1 1 Output path dd0 dd1 dd2 dd3 C1 C2 C 3 4 to1 MUX S0 S1 d0 d1 d2 d3 dd0 dd1 dd2 dd3 圖 4-3 脈波調變器架構 圖 4-4 調變器的轉換波形 (a) 弦波經過反向器轉換成方波的波形圖 (b) 由多工器的四條不同路徑的輸出波形圖 Delay element

脈波產生器 圖 4-5 為修改後的脈波產生器電路圖，基本的運作原理已在第三章詳述，不同之處 在於第一級和脈波塑形的反相器數目不同，是為了使上一級的調變器的輸出方波上升與 下降時間更加快速與對稱，並對波形的寬度和對稱性所做的調整。最後一級為三階微分 器，對汲極所輸出的電流微分一次，且 C3、RL又對 L1 電壓微分第二次，多增加一顆電 感 L2 和 L1 的功能相同，所以總共是三次微分。當我們對波形微分時，每微分一次，頻 譜分布就會越往高頻走，此三次微分器最主要的功能在於讓模擬發射器輸出的脈波頻譜 能完全滿足 FCC 的頻譜規範。如圖 4-6 所示為四次微分高斯脈波，波形區間 430ps，振 幅 65 mV 波形對稱且無濂波，頻寬約達 6GHz。 DC Vdd _Vdd - 0.5V C1 R1 C2 L1 C3 L R L2 圖 4-5 高階脈波產生器電路圖 圖 4-6 輸出波形及頻譜 V1 G V2 V3 Zin V4 Vout 微分一次 微分一次 微分三次

設計流程 本 次 設 計 用 的 模 擬 軟 體 為ADS、 Hspice。 模擬流程如下： 1. 參考文獻提出構想 2. 選擇架構並設計脈波發射 器。 3. 使波型符合mask而微調各元 件值,並模擬出最佳化。 4. 設計PPM架構,確保有固定 的time delay輸出。 5. 再與脈波產生器相結合,確 保兩個電路能match。 6. 設計切換開關並再次確認輸 出波形能滿足mask。 7. 考量corner variation 8. 考量temperature variation 9. 考量supply voltage variation 10. 考量量測情況

11. 做最佳佈局

根據EM simulation 結果對 layout 和 電路進行調整。

4.3 單刀雙擲開關設計

4.3.1 動機 射頻切換開關的好壞直接影響收發機系統的效能，因此為無線行動通訊裡的關鍵元 件。由於GaAs製程特色具有低導通電阻、低寄生電容和良好的高頻線性度，傳統上的寬 頻開關以GaAs、PIN diode或微機電技術為主來實現，隨著CMOS製程的進步，元件截止 頻率越來越高，同時符合低成本、低功率的特色，使其站穩可取代較為昂貴的GaAs製程 的利基。 在一個收發機採分時多工的系統裡，開關作為切換收發端的元件，通常發射訊號具 有相當高的功率，因此開關須具備高線性度的特性，一般以P1dB(1-dB compression point) 來做為衡量輸入射頻功率的處理能力，以承載發射訊號。另外在天線接收訊號經過開關 開通時，需具有低插入損耗(insertion loss)，這在接收端為一個很重要的參數，由於 在接收路徑中，開關位處於第一級元件，因此其插入損耗的大小會主宰整體的系統雜訊 度。還有天線與發射端之間和接收端與發射端之間都須具有夠高的隔離度(isolation)， 才不會造成訊號互相耦合及洩漏的不良效應。總結來說，本電路設計為高隔離度與高線 性度，尤其涵蓋3~10GHz的寬頻段裡還能維持極低的插入損耗(值皆小於1dB)，適用於UWB 收發機系統中。 4.3.2 設計與分析 本電路架構參考圖4-7串並式的單刀雙擲(single-pole double-throw, SPDT)開關架 構[18]，優點是架構簡單、高線性度且幾乎不消耗功率，相當適合現今無線通訊元件對 低功耗、低成本、高效能的需求。雖然要得到較好的隔離度可使用多級串接的方式，但 因為超寬頻脈衝通訊為分時多工系統，發射與接收模式不會同時啟動，由脈波產生器發 射之訊號不會對接收機造成漏入干擾之影響，經過模擬結果得知本架構之收發端隔離度 (皆小於20dB)對應用於超寬頻收發機而言應以足夠使用。同時鑒於低插入損耗為開關指

標特性，本電路設計以降低插入損耗為訴求，選擇串並式取代多級串接也是避免因操作 頻率升高，插入損耗也隨之變差的特性。 圖 4-7 SPDT基本架構圖 本電路設計原理參考圖4-7，電晶體M1、M2為series arm，具有切換開關的功能並 決定開關表現的好壞，而M3、M4為shunt arm，提供另一洩漏訊號路徑來提高整體的隔 離度。當處於發射模式時，由控制訊號灌入高電壓(1.8 V)使M1導通，將訊號由天線輸 出，而M4導通則是提供處於關閉的接收端一個洩漏訊號到地的路徑，藉此提高天線-接 收端的隔離度; 同理控制訊號若切到低電壓(0 V)則啟動接收端，M2、M3導通，使訊號 由天線傳到接收機。另外電晶體的閘極連接大電阻為k歐姆等級的，目的是改善直流偏 壓的隔絕度，否則當汲極和源極受到電壓飄動時，電晶體的偏壓會有fluctuation的現象 發生。 由於本開關之後勢必需整合到收發機裡，考量插入損耗對一收發系統的整體雜訊度 和靈敏度有舉足輕重的影響，因此本電路著重低插入損耗的特性，以下將針對各項影響 因子做分析和考量[19]: 導通電阻是影響插入損耗的主要因素，隨著串接電晶體的寬度 增加，導通電阻會越小，插入損耗亦隨之減小，但是當寬度過大時，由於電容耦合基板

(substrate)效應使得插入損耗反而增大，如圖4-8所示。因此在決定電晶體M1、M2的寬度 是由模擬出最小插入損耗而定的。而M3、M4的加入可比原先多增加10dB以上的隔離度， 其寬度約為series arm的一半可得到較好的隔離度。 圖 4-8 電晶體寬度對插入損耗的效應 另外基板阻抗也是一個重要的因素，文獻[20]指出，若減少基板阻抗使得其上的功 率消耗變少，則插入損耗變小;若使基板阻抗變大，則流入的溢漏電流也變小，同樣能 改進插入損耗。因此前人曾用LC諧振偏壓網路來增進效能[21]，但缺點是額外增加晶片 面積（電感），而且限制操作在窄頻段內，並不適用於超寬頻段的應用，基於考量電感 面積大且高頻的Ｑ值不佳，我們選擇使用body-floating技術來做改良[22]，傳統上電 晶體的體極與源極相接，寄生電容會嚴重影響阻抗值，因此在體極連接一k歐姆等級的 大電阻接地，對射頻訊號而言如同開路，從而改進插入損耗，同時也使寄生二極體關閉， 提升Ｐ1dB。

4.4 模擬結果

在這裡會以兩小節分別針對發射器和收發開關的模擬結果進行討論與文獻比較。 4.4.1整合發射器的模擬結果 在資料傳輸率方面主要是根據輸入弦波震盪器的頻率而決定，兩者之間必須同步， 在本設計中模擬輸入震盪頻率為100MHz，但由於用二位元(S0、S1)去控制數位架構的多 工器來調變位置，因此資料傳輸率增為兩倍，模擬此電路可達500M bps時的波形特性依 然完整，不管震盪器的頻率為何，輸出波形振幅不變，因為震盪器對脈波產生器來說， 只是切換開關的用處，其頻率與輸出波型無關。在I/O的考慮問題會直接影響輸出訊號 的衰減上，在超寬頻脈衝系統裡,脈波產生器是直接接到天線上,因此在模擬此電路時以 假設負載為50歐姆一併考量,所以此脈波也是在產生之後,其看入的後級只有天線的輸 入阻抗而已。 考慮製程變異(SS,SF,TT,FS,FF)與溫度差異所造成的影響，做以下模擬(圖 4-9~圖 4-15)並整理成表，對於各種狀態都已做過 spice model 的模擬。所觀察的各個波形請 對應並參照圖 4-5 電路架構圖的紅色節點:(原則上輸出只會有單一脈波，這裡是將四個 不同位置的脈波合在同一張圖裡，以方便比較) 以 TT 正常模型下的波形區間 430ps，振 幅 65 mV 波形對稱且無 ringing，滿足頻譜規範，頻寬涵蓋 4~10GHz。表四為整理各項 corner 的模擬比較表。圖 4-17 為下線佈局圖。其面積為 0.562*0.406 mm2 。總結來說， 本發射器的輸出脈波為四次微分的高斯脈波，其符合規範可以直接由發射器傳送而不需 耗用額外的濾波器，配合四個位置調變的功能，可達更高的資料傳輸率的發展空間。

TT 模擬 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 0.0 0.5 1.0 1.5 -0.5 2.0 tim e, nsec v1a, V v1b, V v1 c, V v1d, V 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 -0.2 1.2 tim e, nsec v2a, V v2b, V v2 c, V v2d, V m 1 tim e= vouta=617.0uV11.64ns ec m 2 tim e= vouta=588.9uV11.17ns ec 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 -40 -20 0 20 -60 40 tim e, nsec vo u ta , m V m 2 m 1 vo u tb , m V vo u tc, m V vo u td , m V m 1 tim e= vouta=617.0uV11.64ns ec m 2 tim e= vouta=588.9uV11.17ns ec 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m( ma sk ) 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 0.96 0.98 1.00 1.02 1.04 1.06 1.08 0.94 1.10 tim e, nsec v4 a , V v4 b , V v4 c, V v4 d , V 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 0 100 200 300 -100 400 tim e, nsec Ga , m V Gb , m V Gc , m V Gd , m V 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 1.2 0.6 1.3 tim e, nsec v3a, V v3b, V v3 c, V v3d, V 圖 4-9 TT 模擬圖

FS,SF,FF,SS模擬 9.9 10.3 10.6 11.0 11.4 11.8 12.1 9.5 12.5 -20 0 20 40 -40 60 tim e, nsec vout a, m V vout b, m V vout c, m V vout d, m V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz dBm (m as k) 圖 4-10 FS 模擬圖 9.0 9.5 10.0 10.5 11.0 11.5 12.0 8.5 12.5 -40 -20 0 20 -60 40 tim e, nsec vout a , m V vout b , m V vout c, m V vout d , m V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m( ma sk ) 圖 4-11 SF 模擬圖 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m (m a sk) 9.0 9.5 10.0 10.5 11.0 11.5 12.0 8.5 12.5 -40 -20 -0 20 40 60 -60 80 tim e, nsec vo ut a, m V vo ut b, m V vo u tc, m V vo ut d, m V 圖 4-12 FF 模擬圖

9.0 9.5 10.0 10.5 11.0 11.5 12.0 8.5 12.5 -20 -10 0 10 20 30 40 -30 50 tim e, nsec vout a , m V vout b , m V vout c, m V vout d , m V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m( ma sk ) 圖 4-13 SS 模擬圖 溫度模擬 9.0 9.5 10.0 10.5 11.0 11.5 12.0 8.5 12.5 -30 -20 -10 -0 10 20 -40 30 tim e, nsec vout a , m V vout b , m V vout c, m V vout d , m V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m( ma sk ) 圖 4-14 0℃模擬圖 9.0 9.5 10.0 10.5 11.0 11.5 12.0 8.5 12.5 -20 -10 -0 10 20 30 -30 40 tim e, nsec vout a , m V vout b , m V vout c, m V vout d , m V 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m( ma sk ) 圖 4-15 75℃模擬圖

variable slope generator comparator triangular pulse generator pulse shaping network dc I IN Data

Pulse position modulator

Pulse generaotr 4-bit MOCD current buffer current buffer dc I D-latch current switch 2 I Δ phase ref V IN Data phase 1 I comparator & d τ 1-bit D/A

variable slope generator

triangular pulse generator

cfos1 cfos1 cfos1

pulse shaping network voltage buffer voltage buffer C 0 1 2 3nnn n Model TT FS SF FF SS 0℃ 75℃ Pulse amplitude (Vp-p)(mV) 65 75 5 100 75 60 65 Pulse width (ps) 430 500 450 500 510 450 430 Pulse symmetry 極對稱 不對稱 對稱 些許不對稱 不對稱 些許不對稱 對稱

Pulse position delay

(ps) 400 480 420 470 480 410 400 表四 各項 corner 模擬比較表 考慮結合調變的脈波產生器的話，參照圖 4-16，可和同樣為 PPM 的文獻[15] 比較 結果，本設計的電路其頻寬較寬，調變器的結構簡化許多，並可調變出四個位置，其容 納的資料傳輸率也比較高，能符合 FCC 頻譜規範。 圖 4-16 文獻[15]的電路架構 Width Amplitude (p-p) Pulse delay Power consumption FCC regulation This work 430ps 65mV 400ps 16mW YES

佈局平面圖

CKT name : 應用於超寬頻系統的高階脈波位置調變發射器 Technology : TSMC 0.18um 1P6M CMOS

Package : NO

Chip Size : 1.275 * 0.824= 1.05 mm2

Transistor/Gate Count: 56 MOS/23 RF_MOS/ 1 RF_RES/ 2 IND/ 6 MIMCAP Power Dissipation : 16.05 mW (core)

說明: core chip 實際面積只有 0.562*0.406 mm2 ，但由於 pad 有最小距離考量，因此 其他多餘面積以 dummy 填補。 圖 4-17 佈局平面圖 Gnd Gnd Gnd Gnd Gnd Gnd Gnd Gnd

4.4.2 收發開關的模擬結果 由於本開關設計的電路只使用電晶體NMOS_RF，所以只需考慮到製程變異三種情形 (SS,TT,FF)和溫度差異所造成的影響，做以下post simulation並整理成表。在此定義 port1為天線端(ANT)，port2為接收端(RX)，port3為發射端(TX)，由於此開關電路設計 為對稱性，理論上開關切換到接收與發射端的特性極相似。 模擬結果如圖4-18所示，各埠的反射損耗:S11< -15dB , S22< -16dB ,S33< -16dB @3~10GHz;如圖4-19所示的隔離度皆小於20dB符合所需; 如圖4-20所示的插入損耗變化 在0.6dB~0.8dB範圍內; 如圖4-21所示的線性度約在15dBm左右; 如圖4-22所示，為模擬 之前設計的發射器連接此收發開關，波形經過開關後的輸出差異在5mV之內，頻譜符合 所需。參照表五，對於開關的各項corner case的模擬結果都非常相似，變化不大。表 六為現今文獻與本設計開關的比較表，擁有低插入損耗和面積小等不錯的特性。 總結來說，本設計開關雖為單刀雙擲的基本架構，經過比較後採用串並式開關，其 優 點 為 架 構 簡 單 、 幾 乎 不 耗 功 率 ( 小 於 0.1mW) 且 面 積 小 ( 不 含 PAD 的 core 面 積 只 有 0.16*0.15 mm2 )，模擬發現其隔離度比串接式或多級疊接式的架構要好;並且分析出最佳 的電晶體寬度來得到好的插入損耗，另外參考文獻指出加入body-floating技術確可減 低插入損耗和增加線性度，功用為避免電壓飄動的閘極電阻也由傳統的四顆簡化為兩 顆，其模擬結果差異不大。因此造就在3~10GHz的寬頻段內，插入損耗皆能維持小於1dB 的良好結果，模擬發現脈波產生器的高階脈波訊號經過此開關的輸出波型幾無失真，符 合未來整合於超寬頻收發機的應用，以CMOS低成本、低面積、高整合度和高效能來提供 以往傳統上採用GaAs製程的T/R switch一個替代方案。

TT 模擬

ANT-TX on state ANT-RX on state

圖 4-18 各埠return loss 模擬

ANT-RX on state ANT-TX on state

RX-TX 之間

Output signal Input signal

ANT-TX on state ANT-RX on state

圖 4-20 開關插入損耗insertion loss 模擬 for 3GHz for 10GHz 圖 4-21 開關線性度Ｐ1dB 模擬 m1 time= vouta=-28.10mV11.38nsec 9.9 10.4 10.8 11.2 11.6 12.1 9.5 12.5 -20 -10 0 10 -30 20 tim e, ns ec vo u ta , m V m1 m1 time= vouta=-28.10mV11.38nsec 9.9 10.4 10.8 11.2 11.6 12.1 9.5 12.5 -20 -10 0 10 -30 20 tim e, ns ec p ul seou t, m V m2 m2 time= pulseout=-22.21mV11.38nsec 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0 15 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -100 -30 freq, GHz d B m( ma sk ) m2 time= pulseout=-22.21mV11.38nsec

Output signal’s spectrum 圖 4-22 發射器連接開關後的脈波

表五 各項 corner 模擬比較表

[20] [21] [23] [24] This work

Tech.process CMOS 0.18um CMOS 0.18um CMOS 0.25um CMOS 0.13um CMOS 0.18um Frequency range 5.8GHz 2.4 & 5.2GHz 0.5~13GHz DC~15GHz 3~10GHz Insertion loss 0.8dB <1.5dB 2.2~4.2dB 1.8dB <0.8dB Isolation 28dB >15dB ~34dB ~34dB >20dB P1dB 17dBm 12dBm 21.5dBm 15dBm Chip size 0.21 mm2 0.56 mm2 0.9 mm2 0.2 mm2 <0.1 mm2 表六 超寬頻收發開關與前人文獻比較表

A SPDT switch for Impulse-radio Ultra-Wideband system Process and temperature corner simulation @ 3~10GHz

Model TT FF SS 0℃ 75℃

Port Return Loss(dB) >16 >15 >15 >15 >15

Port Isolation(dB) >20 >20 >20 >22 >20

TX-RX Isolation(dB) >22 >22 >21 >22 >21

Insertion Loss(dB) <0.8 <0.9 <0.9 <0.8 <0.9