行政院國家科學委員會補助專題研究計畫
□ 成 果 報 告
■期中進度報告
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創新微型呼拉圈式換能器設計與實現
呼拉圈式換能器之儲能電路設計與晶片實現(1/3)
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計畫類別：□ 個別型計畫 ■ 整合型計畫
計畫編號：NSC 97-2221-E-009-086-MY3
執行期間：97 年 08 月 01 日至 100 年 07 月 31 日
計畫主持人：林錫寬
共同主持人：
計畫參與人員：周以軒
張建智
成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：■精簡報告 □完整報告
本成果報告包括以下應繳交之附件：
□赴國外出差或研習心得報告一份
□赴大陸地區出差或研習心得報告一份
□出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份
□國際合作研究計畫國外研究報告書一份
處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、
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執行單位：國立交通大學電機與控制工程學系
中 華 民 國 98 年 05 月 31 日
行政院國家科學委員會專題研究計畫成果報告
子計畫三：呼拉圈式換能器之儲能電路設計與晶片實現(1/3)
計劃編號
：
NSC 97-2221-E-009-086-MY3
執行期限：
97/08/01~100/07/31
主持人： 林錫寬
國立交通大學電機與控制工程學系
一、 中文摘要
為了使微小能量能夠被有效收集，本計畫設計 出以直流對直流轉換器為主架構的回授式儲能電 路，主要是以數百μW 到數 mW 等級的低功率能量 為收集目標，並使用超級電容當作能量儲存元件。 電路設計初始條件是以微型發電機所產生的不穩定 電壓源當做輸入，而設計目標是以儲能元件的額定 電壓當作電路輸出電壓。電路透過比較輸入電壓而 產生的開關訊號來控制電路，使得不穩定的微小能 量源經過儲能電路後能夠穩定在固定電壓，進而提 高儲能元件的儲存效率。 關鍵字：儲能電路、直流對直流轉換器、低功率。二、
Abstract
This project presents an energy harvesting circuit, and designs a feed-forward circuit which is based on DC-to-DC converter. This research collects the power range which is from hundred scale of µW to several mW. The circuit utilizes a super capacitor as the storage element. Although the input is an unstable power source, the converter will output a stable voltage as a result. By comparing input voltage, this circuit produces a switch signal to control itself. It makes unstable micro power source be fixed on a desired voltage. Consequently, the conversion efficiency is improved.
Keywords: energy harvesting circuit, DC-to-DC converter, low power
三、 前言與目的
能源危機問題越來越被重視，而能源再利用也 已經變成一項全民運動，像是英國近年來就一直在 推行再生能源，並在2006 年開始興建歐陸最大的風 力發電廠，完工後將帶來3.3 億瓦的發電量，每年可 以減少25 萬噸二氧化碳排放量；不只是民生用電的 再生，美國對軍事方面的應用也非常重視。因為目 前典型的軍人外出進行4 天的任務，會在背包中攜 帶多達40 磅(約 18 公斤)的電池與充電器，而他們想 要解決這個問題，所以美國國防部於2007 年開出 100 萬美金的獎金給製作出可穿戴式電力供應的任何私 人、公司、或國際性組織，並提出該系統的關鍵需 求以利評估。不只是國外，國內也有許多研究單位 或學術單位在從事相關研究，像是工研院能資所就 有在從事小型風力發電機和其他能源再生相關的研 究；也有許多大專院校會舉辦能源競賽來促進在學 學生對於此領域的成長，像是臺師大更有能源教育 資訊網能讓大眾得到相關資訊並討論。由以上例子 可得知能源再生於未來的重要性。 能源再生可以像是風力發電，風力發電是將大 量的風力轉換成電力，這是自然界中能量的轉換； 也可以是將日常生活中產生的動能轉換成電能之行 為，像是將“走路”這個行為拿來發電，這種生活 化的小能源再生正是本文所要探討的主題。我們生 活中的動作，像是揮手、上樓梯，其實都可以藉由 微發電機來產生電能，而要如何將微發電機所產生 的電能有效儲存起來是我們第一個必須面對的課 題。 本計劃著重在微小能量收集的儲能電路部份， 並以硬體電路的方式來實現儲能系統。計畫中首先 對儲能系統做簡單的介紹，並整理了相關文獻的成 果與應用。再來是本計劃所設計儲能電路的設計過 程與特性，接著會有一個完整的設計範例。最後將 實現出來的硬體電路實際儲存能量並分析其結果。四、 研究成果
4-1 儲能系統概述 生活中活動時所收集到的能量皆為不穩定的能 量源，例如走路時腳底對地面的壓力、或是使用滑 鼠時產生的振動，活動過程中的頻率、強度都會隨 時改變。為了將這些微小且不穩定的能量有效儲存 起來，必須透過儲能系統來達成。最典型的儲能系 統如圖1所示，一般來說收集到的能量源是會振盪 的，因此典型的儲能系統在最前級的部份都會使用 一個全橋整流電路來將輸入電壓轉換成較平穩的直 流電壓，也就是AC to DC的轉換區塊。接著考慮儲 能元件對於儲能系統的影響，像是充電電池、超級Cp Piezoelectric Element Temporary Storage ip AC/DC Co DC/DC + Vrect -+ Vesc -Energe Storage Device 圖1. 典型的儲能系統[1] 圖2. 壓電式儲能系統[1] 表1. 儲能系統應用產品 應用產品 Power range 工作電壓 額定電流 手電筒 3.6V 100mA 以上 無線電對講機 100mW 以上 4.5V 500mA(接收) 50mA(待機) 無線滑鼠 50mW-100mW 3V 25mA 生醫感測器 3V 數mA 家電遙控器 3V 3mA~9mA 無線射頻傳輸 模組 1mW-50mW 2.2V(發射) 5.5V(接收) 4.5mA(發射) 7.5mA(接收) 計步器 1mW 以下 3V 10uA 表2. 文獻中儲能系統所使用的能量源與其應用 文獻 能量 來源 輸入 電壓 輸出 電壓 輸出功 率 應用 [2] 太陽能 7V 以下 3.7V 130mW 無線感測器網路 [3] 熱感式 250mV 2.2V 1.4mW 無線傳感器 [4] RF 0.5V 3.3V 125uW 無線傳感器 [5] 壓電材料 0.8V~1V 1.2V 0.14mW ~0.2mW 、致動器 感應器 [6] 壓電材料 3.38V 5V 1.8mW RFID 發射器 [7] 壓電材料 ~5.5V 1.6V 4.8V ~1.5mW 200uW 自主式感測網路 [8] RF 與微 波訊號 0.13V ~0.65V 4.2V ~545uW 23uW 微功率無線 裝置 電容這類的電能儲存元件都有使用的額定電壓，必 須要在固定範圍內才能夠對其進行充電的動作，因 此儲能系統的輸出端必須要是一個穩定的電壓，這 是儲能系統的目的。為了使不穩定的電壓能夠固定 在所需的範圍內，典型的儲能系統都會以一個直流 對直流轉換器當作主架構，目的是將較低的輸入電 圖3. 儲能轉換電路架構 圖4. 架構組成子電路 壓作升壓；較高的電壓作降壓，藉此達到儲能元件 的額定電壓以進行充電。圖2為一個壓電式儲能系統 的實體圖，發電來源是壓電材料，壓電材料接上震 盪發生器，當震盪發生器開始運作時壓電材料也開 始產生電能，將壓電材料產生的電能送到交流轉直 流轉換器整流成直流電壓後，將能量儲存在儲能元 件中。 表1列出了七項儲能系統可應用的產品，分別 是：手電筒、無線電對講機、無線滑鼠、生醫感測 器、家電遙控器、無線射頻傳輸模組，以及計步器。 將上述七項產品依據其消耗功率大小作分類，並列 出這些產品的工作電壓以及額定電流，可以分成： 100mw以上、50mW~100mW之間、1mW~50mW之 間，還有1mW以下的四個功率區間，消耗功率越低 的產品則本文所設計的儲能電路越容易實際應用在 上面。這七項產品的工作電壓都是一般替換性電池 的額定電壓，很適合本文所設計儲能系統的應用。 表2是將各相關文獻分別依其能量來源、輸入電壓、 輸出電壓、輸出功率，以及其應用做整理。能量來 源最多文章使用的是壓電材料，其他像是RF、太陽 能、熱能，也都可以做為轉換成電能的來源，這些 能量源都有一個共通點，就是其電壓不穩定，但若 是要將此能量儲存在儲能元件中，則要使電壓固定 在儲能元件的額定電壓，這也正是本文所設計儲能 電路的目的。 全橋整流電路 鋸齒波產生電路 回授比較電路 直流對直流轉換器
本 文 使 用 的 儲 能 元 件 為 超 級 電 容(super capacitor)，又可以稱作電化學電容器(electrochemical capacitor)。超級電容器有別與傳統的介電電容器 (dielectric capacitor)元件，為一功能介於電池與傳統 電容器之間的儲能元件。它的儲能機構不同於傳統 介電電容器，反而是類似充電電池，但其功率密度 更高於一般充電電池，並且有很高的循環壽命與穩 定性，其功率密度可達到千瓦/公斤(kW/kg)數量級以 上，循環壽命在萬次以上。一般充電電池依靠化學 作用來儲存及產生電流，可以儲存較大的電力，但 是其缺點為無法瞬間放出高功率，另外充電的時間 也較為緩慢，利用超級電容器作為儲能元件，可改 善一般電池充放電時間較長的缺點。 超級電容器與一般充電電池比較有以下特性： 1. 尺寸小，電容量大。儲能密度大，易於實現超小 型化，適合小型電子產品。 2. 超寬的溫度適用範圍。可以達到－40℃~85℃， 而充電電池使用溫度一般僅為0℃~40℃。 3. 大電流充放電性能優越，功率密度是鋰離子電池 的數十倍以上，適合大電流放電(一枚 4.7F 電容 能釋放瞬間電流18A 以上)。 4. 充放電時間短，充電電路簡單，無需限流和充放 電控制回路，無記憶效應。 5. 電壓保持特性良好，漏電流極小。 6. 超長壽命，充放電大於 50 萬次，是 Li-Ion 電池 的500 倍，是 Ni-MH 和 Ni-Cd 電池的 1000 倍， 如果對超級電容每天充放電20 次，連續使用可 達68 年。 4-3 儲能電路特性與架構設計 本文的儲能電路設計目標是以不穩定的電壓源 Vs當作系統輸入，經過儲能轉換電路後在輸出端產生 一個固定的電壓Vo對儲能元件C2進行充電，電容C2 為儲能效果高的超級電容。本電路的特性不同於一 般穩壓IC需要一個高於輸出電壓的工作電壓輸入， 在此電路中即使輸入端電壓低於儲能元件額定電 壓，也可以經由調整電路的電壓增益來達到升壓、 穩壓的效果，並且電能的轉換效率較穩壓IC為佳。 電路整體架構如圖3所示，由於所要收集的能量是由 微小的力學能轉換而成的電能，其所產生電壓也較 小，因此儲能電路主架構是使用升壓型的直流對直 流轉換器(Boost Converter)。為了使變動的系統輸入 電壓Vs穩定在固定的輸出結果，所以加入控制電路來 調整轉換器上MOSFET開關S1的控制訊號。此控制電 路可依照不同的轉換器輸入電壓Vi來調整S1開關控 制訊號的duty cycle，而轉換電路上開關控制訊號的 duty cycle可以影響輸出電壓Vo與輸入電壓Vi之間的 電壓增益大小。本文所設計的儲能轉換電路架構是 由四個不同功能的電路組合而成，這四種電路分別 為：全橋整流電路、鋸齒波產生電路、回授比較電 路、還有直流對直流轉換器，如圖4所區分。系統輸 入電壓Vs是會振盪的不穩定電壓源，此不穩定電壓源 經過全橋整流電路後被整流成直流電壓Vi，也就是 Boost Converter的轉換器輸入電壓。同時，鋸齒波產 圖5. 振盪器動作波形 生電路藉由對電容C3進行充放電動作而產生一個鋸 齒波Vsaw。回授比較器U1之負端輸入為直流電壓Vi的 分壓，而正端輸入則是鋸齒波Vsaw，比較器U1將這兩 個電壓訊號經過比較後產生duty cycle可變的方波， 並將此方波作為開關S1的控制訊號，方波訊號為high 的時候開關導通；low的時候開關關閉。以此訊號對 Boost Converter做切換動作，則可以隨不同的Vi來調 整轉換器電壓增益，達到穩定輸出電壓的目的。以 下會分別對四個子電路進行設計分析。 A. 全橋整流電路分析 在此部份最重要的是濾波電容C1的選用，其選用 規格要依照指定的漣波電壓做設計，其公式則是利 用電容基本的定義公式來設計即可。由電流電量基 本關係得到 1 C ri Q i= ⋅t (1) 其中tri為整流後的電壓漣波週期，iC1設定為通過電容 C1可能的最大電流。電容與電荷關係式如下 1 1 C ri ri ri i t Q C V V ⋅ = = (2) 將所估測的Vri値與能量輸入所造成的iC1、tri代入，可 得到電容C1之値。 B. 鋸齒波產生電路分析 此鋸齒波產生電路是以振盪電路與RC充放電電 路組成。鋸齒波形成過程中，首先是由振盪電路產 生一個固定週期的方波訊號作為MOSFET開關S2的 開關訊號VU2，當此開關訊號為low時，S2關閉，這個 時候電壓Vcc會對電容C3進行充電；而開關訊號為high 時，S2導通，此時電容C3對地放電。藉由對於電容C3 反覆充放電的動作可以在C3兩端得到一個近似鋸齒 波的電壓訊號Vsaw。由於鋸齒波電壓上升與下降的斜 率不同，因此電容C3充電與放電的時間比是參數設計 重點，而C3的充放電時間是由振盪電路產生的開關控 制訊號決定的。定義充電時間t1放電時間t2，則鋸齒 波週期tsaw=t1+t2，鋸齒波頻率fsaw=1/(t1+t2)，振盪電路與 產生波形如圖5，其中VC4是振盪電容C4兩端跨壓。振 盪電路中比較器U2的負端輸入是VC4，正端輸入為輸 出電壓VU2的分壓VR7，當VU2為+Vcom時，此電壓會大於 VC4並對電容C4進行充電，一旦VC4充電到電壓大於VU2 分壓的瞬間，會因為比較器的負端輸入大於正端輸 入而使輸出VU2變成-Vcom，這個時候因為VC4大於VU2而
圖6. 類鋸齒波波型 圖7. 脈寬調變訊號產生方式 使電容C4進行放電動作，當VC4因為放電降壓到小於 VR7的瞬間時，比較器的正端輸入又會大於負端輸入 而使輸出VU2變成+Vcom。如此以VC4與VR7作比較的持續 動作，就可以使振盪電路產生一個固定週期的方 波。分析電容C4充電時VC4電壓，得到電容C4充放電 電壓公式 5 4 4 2 2(1 ) t R C C U U V =V − =V −e− (3) U2比較器正端輸入電壓VR7為VU2分壓 7 7 2 6 7 R U R V V R R = + (4) 當VC4等於VR7電壓的瞬間，電容C4開始放電，此時時 間為t1，VU2為+Vcom 1 5 4 7 6 7 (1 ) ( ) t R C com com R V e V R R − + − = + +
(5) 經過移向整理可以得到t1公式如下 7 1 4 5 6 2 ln(1 R ) t C R R = ⋅ +
(6) t2的計算方式同t1，不同的是C4充電時是走R5的路徑， 放電時是走R4的路徑，而t2的計算是由C4放電過程推 得 7 2 4 4 6 2 ln(1 R ) t C R R = ⋅ + (7) 訂定出開關切換頻率並決定t1與t2的值後，則可 以根據以上二式，得到振盪電路各元件値。 接著分析由R8和C3所組成的RC電路。此電路是 由振盪電路所產生的開關訊號VU2來控制S2進而使Vcc 對C3充電還有C3對地放電的動作，這樣的動作可以在 C3兩端產生近似鋸齒波的波形，當S2關閉時，C3電容 進行充電動作，當S2導通時，C3電容將瞬間放電到 地，產生的波形如圖6。其中Vcc為對RC電路充電電壓 源，則鋸齒波峰值電壓Vsaw(peak)如式(8) 圖8. 方波等效圖 圖9. 輸出電壓漣波 2 8 3 ( ) (1 ) t R C saw peak cc V =V −e−
(8) 經過移項整理，得到R8與C3關係式 2 8 3 ( ) ln(1 saw peak ) cc t R C V V − = −
(9) 其中t2如式(7)。因此RC充電電路之參數R8與C3，可由 振盪電路所決定之參數以及給定的鋸齒波電壓峰值 來決定。 C. 回授比較電路分析 回授比較電路的目的是產生MOSFET開關S1的 開關控制訊號，此控制訊號會依據轉換器輸入電壓 Vi的變動而做改變。比較器U1的負端輸入是Vi的分壓 Vref；正端輸入電壓則是鋸齒波Vsaw。S1控制訊號的產
生 方 法 是 訊 號 脈 寬 調 變(Pulse Width Modulation, PWM)，是藉由比較Vref與Vsaw而得，其比較示意圖如 圖7。在此回授比較器電路中元件參數設計的重點是 R2與R3兩個分壓電阻，這兩個電阻的功用是將Boost Converter的輸入電壓Vi做分壓，其分壓Vref作為比較器 正端輸入電壓。因為參考電壓要與鋸齒波電壓做比 較來產生S1開關控制訊號，所以R2與R3的數值也會受 到鋸齒波產生電路上參數的影響。設定參考電壓最 大值Vref(max)等於鋸齒波峰值Vsaw(peak)，此時duty cycle恰
為0，代表輸入電壓Vi正好等於設定的輸出電壓Vo 時，轉換器的電壓增益為一倍，也就是不用作任何 升壓的動作，將以上整理成式(10)。 3 (max) (max) ( ) 2 3
ref i saw peak
R V V V R R = = +
(10) 將式(8)代入上式，可得到R2與R3之比例關係 2 8 3 3 2 3 (max) (1 ) t R C cc i R V e R R V − = − + (11) 其中t2如式(7)。經由式(11)可發現，回授比較電路的 電阻參數皆會受到鋸齒波產生電路上元件參數的影 響，因此在設計電路時會先設計鋸齒波產生電路， 接著再設計回授比較電路的參數值。
此 電 路 所 使 用 的 直 流 對 直 流 轉 換 器 為Boost Converter，轉換器中最重要的元件參數選擇依據是 電感和電容所決定的轉角頻率(corner frequency)，在 選用元件的過程中會讓轉角頻率遠小於電路上的開 關切換頻率，式(12)為轉角頻率公式[9]。 1 2 1 2 c f L C π = ⋅
(12) 讓轉角頻率遠小於開關切換頻率的目的是因為轉換 器電路中的電感和電容元件可等效於一個簡單的低 通濾波器(low-pass filter)，若是將轉角頻率設計在遠 小於開關頻率的位置，則可以消除掉開關所產生的 電壓漣波(voltage ripple)，如圖8所示。圖8中可以將 一個方波視為一直流電壓與各次諧波組合而成的波 形，這也是傅立葉轉換(Fourier transform)的概念，所 以設計一組恰當的電感電容值能夠將高頻諧波給濾 除，而留下穩定的直流電壓。一般會習慣先決定一 電容值，再來決定電感值，所以依據轉角頻率公式 可以得到電感參數為 1 2 2 1 4( c) L f C π = ⋅ (13) 再來就是電阻R1選用，電阻參數會影響到輸出電壓漣 波，輸出電壓漣波如圖9，其電壓漣波值可從電容與 電量的基本關係推得 2 o Q V C ∆ ∆ =
(14) 將其中電量值代換為電流，再將電流以電壓代換後 得到結果。D為開關S1導通時間對控制訊號總週期的 比例。 2 1 2 o o o I DT V DT V C R C ∆ = = (15) 最後整理出R1的結果 1 2 o o V DT R V C = ∆ (16) 圖10. 電容充電過程指數圖形 圖11. 儲能系統Block diagram 利用上一節所推導的公式來實際設計出各個電 子元件的數值，使得硬體電路得以實現。被動元件 的設計過程同樣是依照前一節將電路分成四個區塊 的方式來做設計，設計的順序是：全橋整流電路→ 鋸齒波產生電路→回授比較電路→直流對直流轉換 器。 系統初始條件：微型發電機產生的不穩定輸入電壓。 系統設計目標：使輸出電壓不受輸入電壓影響，穩 定在所需的電壓。 步驟1.設計全橋電路的電容值C1，藉此使轉換器的輸 入電壓Vi為直流電。將估測的輸入規格tri、iC1 與Vri代入式(2)，得到電容C1之値。 步 驟2. 決 定 鋸 齒 波 產 生 電 路 中 振 盪 器 的 頻 率 與 duty。由於一般MOSFET開關皆適合操作在數 十kHz的頻率區間，同時也是一般微控制器通 用的時脈頻率，因此設計振盪器所產生方波頻 率fosc為50kHz(週期為20µs)。設定S2開關訊號的 方波高低準位週期比為1比10，使得鋸齒波上 升 時 間 比 下 降 時 間 為 10 比 1 ， 得 到 t1=20*(1/11)≒1.8µs 、 t2=20*(10/11) ≒18µs 。 R6、R7與振盪電容C4可自由選取，目的是在設 計R4與R5値來決定振盪器中C4充放電的時間 常數，選擇較方便計算與取得的R6、R7及C4 值，例：R6=2kΩ、R7=1kΩ、C4=470pF，將以 上條件代入式(6)、式(7)，可得到R4與R5值。 步驟3.設計由R8和C3所組成的RC電路，設計前要先注 意電容充電的特性如圖10所示，採用飽和電壓 前60%的線性關係。設定Vcc，並產生一個峰值 Vsaw(peak)為0.6Vcc的鋸齒波波形，將Vcc、Vsaw(peak)還 有步驟2所得到的t2代入式(9)，得到R8與C3之 値 。 例 如Vcc=5V 、 Vsaw(peak)=3V 、 t2=18µs ， 則 R8C3=1.95*10-5，可選用R8=300Ω，C3=65nF。 步驟4.依據步驟3產生的鋸齒波峰值Vsaw(peak)來設計比 較器電路上的分壓電阻R2與R3值，使回授比較 電路產生一個duty cycle可隨著轉換器輸入電 壓Vi改變而跟著變動的S1開關控制訊號，將 Vsaw(peak)代入式(10)設計出R2與R3値。 步驟5.設計Boost Converter轉角頻率fc在小於開關切 換頻率100倍以下的位置，設定fc=100Hz。本文 中Boost Converter 所 使 用 的 電 容 元 件 C2是 0.47F的超級電容，將fc與C2値代入式(13)，得 到L1。 表3. 儲能系統設計範例
Case 1 Case 2 Case3 Case4 電路設 定參數 Vi=5V以下 Vo=5V Vi=3.3V以下 Vo=3.3V Vi=1.8V以下 Vo=1.8V Vi=1.2V以下 Vo=1.2V C1 100µF 100µF 100µF 100µF t1 1.8µs 1.8µs 1.8µs 1.8µs t2 18µs 18µs 18µs 18µs R4 55 kΩ 55 kΩ 55 kΩ 55 kΩ R5 5.5 kΩ 5.5 kΩ 5.5 kΩ 5.5 kΩ Vcc 5V 3.3V 1.8V 1.2V Vsaw(peak) 3V 1.98V 1.08V 0.72V R8 300Ω 300Ω 300Ω 300Ω C3 65nF 65nF 65nF 65nF R2 2kΩ 2kΩ 2kΩ 2kΩ R3 3kΩ 3kΩ 3kΩ 3kΩ L1 5.39µH 5.39µH 5.39µH 5.39µH
根據上述五個步驟，可以設計出儲能電路上各 個元件値。表3是四種不同輸入與輸出條件的元件設 計範例，Case 1：Vi=5V以下，Vo=5V；Case 2：Vi=3.3V 以下，Vo=3.3V；Case 3：Vi=1.8V以下，Vo=1.8V；Case 4：Vi=1.2V以下，Vo=1.2V。條件已知値：Vri=50mV、 iC1=5mA、tri=1ms、fosc=50kHz、R6=2kΩ、R7=1kΩ、 C4=470pF、fc=100Hz、C2=0.47F。 從表3得到的結果可以發現，對於不同輸出電壓 的需求，在電路上只需要改變Vcc電壓值，也就是改 變鋸齒波的峰値電壓Vsaw(peak)即可，其餘電路元件數值 皆不用作改變。 4-5 電路硬體實現與數據分析 將實現完成的硬體電路實際給予能量源，接著 測量並分析其結果，探討儲能電路的輸入、輸出功 率，電壓，以及電路轉換效率。本文設計的儲能系 統Block diagram如圖11，其中Pg是系統輸入能量，Ph 是儲能元件所儲存的能量，定義系統轉換效率ηs h s g P P η = (17) 分別對於表3的Case 1~Case 4做實驗，實驗結果如圖 13，不論是輸入電壓為多少，輸出電壓皆可穩定在 設定的電壓。再將測量到的結果整理成表4，以輸入 電壓Vi與轉換效率ηs作圖如圖12所示。當輸入電壓 Vi較低時，因為要達到固定的輸出電壓，因此必須有 較大的電壓增益Av，為了要有較大的增益，從Boost Converter的增益公式[9] 1 (1 ) o v i V A V D = = − (18) 可以得知，若要使電壓增益Av提高，則要將式(18)中 的D値調大，也就是電路上的開關S1導通時間比必須 較長，也因此消耗在開關與被動元件上的能量會較 大，所以在低輸入電壓時的轉換效率較差。從圖12 可以觀察出，系統的轉換效率隨著輸入電壓Vi提升也 會跟著提高，輸入電壓Vi與轉換效率ηs有著近似線性 的關係。 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 30 40 50 60 70 80 Vi (V) η s ( % ) 0.3 0.32 0.34 0.36 0.38 0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5 30 35 40 45 50 Vi (V) η s ( % ) Vo=5V Vo=3.3V Vo=1.8V Vo=1.2V 圖12. 四種Case的系統轉換效率 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 2 4 6 Time (µs) V ol tage ( V ) Vo = 5V 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 2 4 6 Time (µs) V ol tage ( V ) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 2 4 6 Time (µs) V ol tage ( V ) Vi Vi Vo Vo (a) Vi Vo 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 2 4 Time (µs) V ol tage ( V ) Vo = 3.3V 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 2 4 Time (µs) V ol tage ( V ) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 2 4 Time (µs) V ol tage ( V ) (b) Vo Vi Vo Vo Vi Vi 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 1 2 Time (µs) V ol tage ( V ) Vo = 1.8V 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 1 2 Time (µs) V ol tage ( V ) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 1 2 Time (µs) V ol tage ( V ) Vo Vi Vi Vi Vo Vo (c) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 0.5 1 1.5 Time (µs) V ol tage ( V ) Vo = 1.2V 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 0.5 1 1.5 Time (µs) V ol tage ( V ) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 0.5 1 1.5 Time (µs) V ol tage ( V ) (d) Vi Vo Vi Vi Vo Vo 圖13. 四種Case的實驗結果 (a) Vi小於5V，Vo穩定在5V (b) Vi小於3.3V，Vo穩定在3.3V (c) Vi小於1.8V，Vo穩定在1.8V (d) Vi小於1.2V，Vo 穩定在1.2V
(a) (b) 圖14. 儲能電路硬體實現 (a)正面 (b)背面 表4. 實驗結果 Vo=5V Vi (V) Voltage Gain Av Duty cycle (%) Pg (mW) Ph (mW) ηs (%) 1.0 5.0 80.0 18.25 8.25 45.2 1.5 3.3 70.0 35.78 19.50 54.5 2.0 2.5 60.0 57.00 36.25 63.6 2.5 2.0 50.0 73.43 49.25 67.1 3.0 1.67 40.1 78.45 51.30 71.8 Vo=3.3V Vi (V) Voltage Gain Av Duty cycle (%) (mW) Pg (mW) Ph (%) ηs 1.0 3.30 70.0 16.45 6.67 40.5 1.5 2.20 54.5 31.35 15.44 49.3 2.0 1.65 39.3 34.40 19.97 58.1 2.5 1.32 24.2 28.15 18.48 65.6 3.0 1.10 9.1 19.92 14.85 74.5 Vo=1.8V Vi (V) Voltage Gain Av Duty cycle (%) (mW) Pg (mW) Ph (%) ηs 0.3 6.0 83.3 1.60 0.63 39.4 0.4 4.5 77.8 3.13 1.30 41.5 0.5 3.6 72.2 4.86 2.18 44.9 Vo=1.2V Vi (V) Voltage Gain Av Duty cycle (%) Pg (mW) Ph (mW) ηs (%) 0.2 6.0 83.3 0.84 0.27 32.1 0.3 4.0 75.0 1.54 0.53 34.4 0.4 3.0 66.7 2.55 0.96 37.6 0.5 2.4 58.3 3.60 1.56 43.3
五、 結論
本計劃的主要目的是設計儲能電路，由於微型 發電機所產生的能量源大都不穩定，因此所產生的 電壓也會一直變動，若是要將此能量儲存起來，則 必須經過有效的儲能系統來將此能量轉換成適合儲 存在儲能元件的形式。本計劃所設計的儲能電路能 夠將輸入端不穩定的電壓經過電路自動回授補償後 控制電路的電壓增益大小來使輸出電壓穩定在儲能 元件的額定電壓値，藉此達到將能量儲存在儲能元 件的目的。 藉由實現硬體電路得以驗證所設計儲能電路的 功用，實際使用微發電機當作儲能來源，實驗結果 是可以有效將不穩定的電壓固定在所需電壓値並有 效儲存能量。本研究的結果可應用於低功率電子產 品，像是mp3、手機、無線滑鼠……等3C產品，或是 無線感測器相關產品，可以降低替換性電池的使用。 References[1] M. J. Guan and W. H. Liao, "On the efficiencies of piezoelectric energy harvesting circuits towards storage device voltages," Smart Materials and
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