正交分頻多工傳輸上傳頻率同步

國 立 交 通 大 學

電信工程學系

碩 士 論 文

正交分頻多工傳輸上傳頻率同步

Orthogonal Frequency-Division Multiple

Access Uplink Frequency Synchronization

研 究 生：張書維

指導教授：張文鐘 博士

正交分頻多工傳輸上傳頻率同步

Orthogonal Frequency-Division Multiple Access

Uplink Frequency Synchronization

研 究 生: 張書維 Student:

Shu-Wei Chang

指導教授 : 張文鐘 博士 Advisor: Dr. Wen-Thong Chang

國 立 交 通 大 學

電信工程學系

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Department of Communication Engineering

College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University

in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of

Master of Science

In

Communication Engineering

August 2007

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

正交分頻多工傳輸上傳頻率同步研究

研究生：張書維 指導教授：張文鐘 博士

國立交通大學電信工程學系碩士班

摘 要

本篇論文主要介紹 IEEE802.16e 正交分頻多工存取(OFDMA)的

上傳頻率同步，在此主要討論為何要做同步、解決的演算法、以及模

擬的結論等議題。在估測頻率偏移量時，估測效能會被多用戶干擾以

及多路徑衰減(multi-path fading channel)通道嚴重影響估測效能，且要

同時準確的估測多個用戶的頻率偏移量時是多維度的問題，所以是屬

於高複雜度的運算，在實作系統上幾乎是無法實現的。在此利用

EKF(Extended Kalman Filter)演算法將高維度的問題降低成為單一維

度的遞迴式運算的問題，並且結合了 IEEE 802.16e 提供的兩個 initial

ranging symbol 讓估測效能可以達到 802.16e 所規定的範圍內。由模

擬可以看出我們所利用的估測方法可以有效的在正負 1(經過正規化

的頻率偏移量)範圍內的頻率偏移量可以有很好的估測效能，並且可

OFDMA Uplink Frequency Synchronization

Student: Shu-Wei Chang Advisor: Dr. Wen-Thong Chang

Department of Communication Engineering

National Chiao Tung University

Abstract

This thesis introduces the frequency synchronization of IEEE 802.16e uplink OFDMA systems. We will discuss why we need to synchronize and algorithms and simulation results. Multi-path fading channel and multiple access interference will degrade the performance of carrier frequency offset estimation in IEEE 802.16e uplink OFDMA system seriously. The exact solution to estimate the carrier frequency offset turns out to be very complex because it is a search for a multidimensional domain. So it isn't suitable for practical system. This thesis will use the Extended Kalman Filter algorithm to estimation carrier frequency offset, this method replace above search with a recursion of one-dimensional search. We shall associate the two OFDMA symbols with EKF algorithm, it can increase our estimation performance inside the range of IEEE 802.16e defined. Simulation results show that it has a good estimation performance inside one (normalized carrier frequency offset), it is also suitable for the 802.16a system and the 802.16e system.

致 謝

兩年研究所生涯終於要尾聲了，能夠順利的完成這篇論文首先要

感謝我的指導老師張文鐘博士，您在課業上以及研究上的指導與鞭

策，以及讓學生有良好的硬體設施和研究環境，是此篇論文能夠如期

完成最關鍵的因素。再來要感謝我的口試委員們：蘇育德教授、鐘嘉

德教授及尤信程教授，謝謝你們對此篇論文的指導與建議，使得內容

能夠更加完善。

我還要感謝大學同學政鴻、承德、祥倫、依修。每個晚上的聚會

以及在一起的歡樂與嬉鬧，可以說是沒有你們的照顧以及幫我疏解壓

力，就無法在學業上有好的成果。特別還要感謝我的朋友欣伶，有妳

的陪伴，讓我在最後一段枯燥乏味的時間裡多了分色彩。還有研究所

的程翔、新華、榮勝、素仙、瑩甄、孟潔，有你們的陪伴在我的研究

生活裡多了點樂趣。

最後，要特別感謝我的家人，有你們當我的後盾，讓我在研究上

可以心無旁鶩，才會造就今日的我。可以順利的畢業是建立在你們給

予我在生活上以及求學處事上的教導，在此說聲感謝你們。

張書維

民國九十六年八月 於新竹

目錄

第一章 序論...1 第二章 IEEE 802.16E 標準簡介 ...3 2.1IEEE802.16 簡介 ...3 2.2WIRELESSMAN-OFDMA 實體層簡介 ...4 2.2.1 訊框架構...5 2.2.2 子載波分配...9 2.2.4 頻率和時間限制...19

2.3 介質存取控制(MEDIUM ACCESS CONTROL)層簡介 ...19

2.3.1 進入網路及初始化...20 2.3.2 OFDMA ranging ...24 第三章 OFDMA 系統中上傳頻率偏移估測 ...28 3.1 OFDMA 上傳頻率偏移效應 ...28 3.2 OFDMA 上傳頻率偏移估測 ...30 3.2.1 訊號模型...30

3.2.2 EKF(Extended Kalman Filter) 演算法...32

3.2.3 多用戶干擾消除...39 3.2.4 雜訊變異數估測...40 第四章 上傳頻率偏移量估測模擬...42 4.1 系統參數 ...42 4.2 通道模型 ...43 4.2.1 高斯雜訊(Gaussian Noise):...44

4.2.2 慢速衰減通道(slow fading channel)...44

第五章 結論...56 第六章 參考文獻...57

表目錄

表格 2.1 下傳通道描述 ...7 表格 2.22048-FFTOFDMA 下傳 PUSC 載波分配方式 ... 11 表格 2.3 下傳 PUSC 不同的組所含的 CLUSTERS數量...12 表格 2.42048-FFTOFDMA 上傳 PUSC 載波分配方式 ...14 表格 4.1OFDMA 不同 FFT 下系統參數 ...43 表格 4.22048-FFT 系統模擬參數 ...43 表格 4.3SUI-4 通道模型參數 ...44 表格 4.4 傳統 EKF 頻率偏移與收斂關係表 ...48 表格 4.5 改良型 EKF 頻率偏移與收斂關係表 ...48

圖目錄

圖 2.2OFDMA 頻率軸描述 ...4 圖 2.3802.16E OFDMATDD 模式下的上下傳訊框...6 圖 2.4802.16A OFDMATDD 模式下的上下傳訊框...6 圖 2.5 上傳通道描述與 UL_MAP 關係圖...7 圖 2.6 由 DL_MAP 知道下傳BURST位置圖...8 圖 2.7 有不同載波分配方式的 OFDMA 訊框 ...9 圖 2.8OFDMA CLUSTER架構...12 圖 2.9 上傳TILE...13

圖 2.10 參數 UL_PERMBASE=2 的第 0 個子通道圖...15

圖 2.11 INITIAL/HANDOVER RANGING時域傳輸訊號 ...16

圖 2.12 使用兩組連續INITIAL/HANDOVER RANGING時域傳輸訊號 ...16

圖 2.13PRBS 產生器 ...17 圖 2.14 第[50,100,150,200]組RANGING碼與其他 256 組的相關性...18 圖 2.15 RANGING傳輸機會圖 ...19 圖 2.16SBC-REQ 資訊...22 圖 2.17SBC-RSP 資訊...23 圖 2.18 加密運作過程圖 ...23

圖 3.1 由 M 個資料使用者(DATA MOBILE STATION)組成的 OFDMA 上傳架構 ...29

圖 3.2 由 M 個 DMS 及 K 個RANGING使用者組成的 OFDMA 系統 ...30 圖 3.3 傳統 EKF 演算法遞迴過程圖 ...37 圖 3.4 產生KALMAN增益方塊圖 ...37 圖 3.5 估測方塊圖 ...38 圖 3.6 產生最小平均平方差方塊圖 ...38 圖 3.7 多用戶干擾消除方塊圖 ...39

圖 4.1 在 802.16A下頻率偏移估測 MSE...46 圖 4.2 在 802.16A下傳統型 EKF 與改良型 EKF 演算法估測收斂圖...47 圖 4.3 傳統型與改良型 EKF 估測效能比較圖 ...49 圖 4.4 傳統型與改良型 EKF 估測收斂圖 ...50 圖 4.5802.16A與 802.16E收斂效能比較圖...51 圖 4.6 使用 1 個SYMBOL與 2 個SYMBOL的估測效能比較圖 ...51 圖 4.7DMS 的個數對於估測效能影響圖 ...52 圖 4.8DMS 個數對於收斂速度影響圖 ...54 圖 4.9 在 AWGN 通道下 DMS 個數對於估測效能影響圖...54 圖 4.10 在 AWGN 與 SUI-4 通道下 DMS 個數的比較圖 ...55

第一章 序論

隨者使用者對於無線通訊的速度要求越來越高，正交分頻多工存取(OFDMA) 的技術被提出並且應用在未來 4G 實體層的基本調變架構，其可以擁有高速度的 傳輸速率與對抗多路經衰減通道和可調整每個使用者的頻寬特性，讓其成為無線 傳輸中最重要的技術。而其是從正交分頻(OFDM)多工技術演變而來的。OFDMA 是讓多個使用者同時使用一個 OFDM symbol，故它可以說是結合了 OFDM 與 FDMA(frequency division multiple access)的技術。其與 OFDM 相差最大的是它可 以讓多用戶同時間上傳訊號。目前在 IEEE 802.16e 系統下主要提供了三種調變 架構如下:

‧ WirelessMan-SCa: 提供了單載波調變方式

‧ WirelessMan-OFDM: 使 用 了 正 交 分 頻 多 工 (orthogonal frequency division multiple)技術，並利用 TDMA 來給每個使用者分時上傳 OFDM 訊號。

‧ WirelessMan-OFDMA: 使 用 了 正 交 分 頻 多 工 存 取 (orthogonal frequency division multiple access)，它是分配了一組子載波集合給不同的使用者同時間 上傳訊號 在 OFDMA 系統下，不同使用者同時間利用分配到的子通道上傳訊號，所以 可以很容易的從頻域上分離出每個使用者的訊號，但是不同的使用者在上傳訊號 的途中必定會產生不同的時間延遲以及頻率偏移，而時間延遲及頻率偏移會在接 收端造成訊號的互相干擾，要準確的估測出這些參數將是 OFDMA 系統中最大 的挑戰之一。 在此篇論文所討論的系統架構均是在 IEEE 802.16e 系統上，上下傳均是使 用 WirelessMan-OFDMA。在 OFDMA 下傳是由 BS(base station)進行傳送給所有 的使用者，所以下傳訊號可視為單純的 OFDM 訊號，不會造成使用者互相干擾 的狀況。但在 OFDMA 上傳則是不同的使用者同時間上傳訊號，要估測出各別

個新的使用者，把其他的使用者當作已經做好同步，故不能實際使用在真實系統 上。論文[1]則是提供了一個頻率偏移量的估測法，但是它假設了子載波分配必 須週期性的分配給所有使用者，並利用 MUSIC 演算法估測出頻率偏移量，但其 強迫週期性的分配子載波無法應用於 IEEE 802.16e 上。而論文[3][4]則是利用了 Expectation Maximization 演算法和 alternating projection 演算法去估測頻率偏移 量，這兩種演算法主要是將多維度的估測問題降低成為單一維度的估測問題，但 所需的運算量還是很龐大。

在此篇論文主要著重在頻率偏移量的估測，因為如果每個使用者有不同的頻 率偏移量會造成載波間干擾(inter-carrier interference)和多重存取干擾(multiple access interference)，將會使訊號解調出來的錯誤率大幅增加，本篇論文利用了[2] 中的 EKF(extended kalman filter)演算法來進行估測頻率偏移量，但在[2]中因為是 使 用 在 IEEE 802.16a 上 傳 系 統 中 ， 與 802.16e 的 訊 框 型 式 完 全 不 同 。 在 IEEE802.16e 下主要是利用 initial ranging 來進行同步，利用此演算法有可能會造 成效能估測上無法在標準規定的誤差範圍內，所以利用 ranging 多傳一次的 OFDMA symbol 的特性幫助系統提高效能，並且結合了 EKF 演算法，遞迴式估 測降低複雜度的特性讓系統在估測頻率偏移量上會有不錯的效能且在複雜度上 可以降低許多。

第 2 章主要對於 IEEE 802.16e 的標準進行簡介，我們將會同時介紹 MAC 層 以及 PHY 層的部分架構，主要會介紹範圍是之後在第 3 章和第 4 章所需要用到 的觀念。第 3 章則是介紹了傳統型 EKF 演算法以及改良型 EKF 演算法如何估測 出頻率偏移量。第 4 章則是利用在 IEEE 802.16e 的架構下進行系統的模擬與比 較。第 5 章則是結論以及未來要繼續研究的目標。而第 6 章則是此篇論文的參考 文獻。

第二章 IEEE 802.16e 標準簡介

這章節主要是參照[16]來介紹 IEEE 802.16e 上下行 OFDMA 系統。我們會針 對下面章節所需要的觀念來簡介 IEEE 802.16e，如介質存取控制(Medium Access Control) 層的進入網路初始化和 ranging 及實體 (Physical) 層的子載波分配和 Ranging。

2.1 IEEE 802.16 簡介

IEEE 802.11 標 準 主 要 是 應 用 於 無 線 區 域 網 路 (Wireless Local Area Network)，與 IEEE 802.11 最大的不同是在於 IEEE 802.16 是應用於無線都會網 路(Wireless Metropolitan Area Network)，故在範圍上比 IEEE 802.11 大很多且支 援了非目式傳播(non-line of sight)，其操作頻帶在 2 到 11GHz，包含了需要執照 及不需要執照的範圍。 IEEE 802.16 最早在 2001 年 12 月提出，並在 2003 年之前陸續提出了 802.16a、802.16c，在 2004 年提出了 802.16d。802.16d 基本上是對 802.16、802.16a、 802.16c 整合並且修訂，然而 802.16d 是屬於固定式的系統，為了可以支援行動 通訊的功能，在 2005 年提出的 802.16e 加入了行動功能。 由圖 2.1 可以知道 IEEE 802.16e 主要包含了介質存取控制層及實體層，以下 簡介各層主要的功能: 介質存取控制層由高到低主要可以分為 3 個子層如下:

‧ 特定服務匯流子層(Service-Specific convergence Sublayer):將上層的網路資料 進行分類並給予適當的服務流認證(service flow identifier:SFID)及連接認證 (connection identifier:CID)。

‧ 公共部分子層(Common Part Sublayer):負責執行介質存取控制層的核心功 能，例如提供了系統存取、頻寬分配、上下傳調變及編碼方式、連線建立及

維護等功能。

‧ 安全子層(Security Sublayer):主要提供了認證、加密、金鑰交換等安全功能。 在 802.16e 實體層中提供了 4 種規格:WirelessMAN-SC PHY、WirelessMAN-SCa

PHY 、 WirelessMAN-OFDM PHY 和 WirelessMAN-OFDMA PHY ，

WirelessMAN-OFDMA PHY 主要是設計用在非目式傳播(non-line of sight)並且頻 帶低於 11GHz 是屬於需要執照的頻帶。在此篇論文上下行都選擇有潛力的 WirelessMAN-OFDMA 來進行介紹與探討。

圖 2.1 IEEE 802.16e 協定層

2.2 WirelessMAN-OFDMA 實體層簡介

圖 2.2 OFDMA 頻率軸描述

在下載的 OFDMA 中，不同的 MS 同時接收來自 BS 端的訊號，透過相同大小的 FFT 解調，每個 MS 取出有自己資料的載波，好處是每個子載波可視為平坦衰減 (flat fading)、可適性的調整調變方式/頻寬/傳輸速率和低複雜度的等化器，壞處 是 對 於 時 間 延 遲 及 頻 率 偏 移 忍 受 度 很 低 因 為 時 間 延 遲 會 造 成 符 碼 間 干 擾 (inter-block interference)而頻率偏移會造成載波間干擾(inter-carrier interference)和 多重存取干擾(multiple access interference)，所以上傳同步問題是 OFDMA 一大挑 戰。 在 OFDMA 系統下，系統會將子載波分成數個子集合且數個子集合合成一 個子通道如圖 2.2。在下傳 OFDMA 系統，一個子通道可以分給不同的 MS。在 上傳 OFDMA 系統，一個 MS 可以被分配數個子通道，多個 MS 同時間上傳資訊 給 BS，且每個 MS 所分配到的子載波可以是不連續的如圖 2.2。

2.2.1 訊框架構

OFDMA 訊 框 架 構 提 供 了 分 時 雙 工 (Time Division Duplex) 和 分 頻 雙 工 (Frequency Division Duplex)或是半分頻雙工(half-duplex FDD)，在此都討論以分 時雙工為主的 OFDMA 架構。

在 OFDMA PHY 的系統下，一個訊框包含了上傳子訊框及下傳子訊框如圖 2.3，由圖 2.3 中可以看到 TTG(transmit/receive transition gap)及 RTG(receive /transmit transition gap)是指出上傳子訊框與下傳子訊框之間的距離，首先可以從 下傳子訊框中先看到前置碼(preamble)，其主要功能是用做同步，在前置碼之後 第一個連續 4 個子通道，標準稱之為訊框控制表頭(Frame Control Header)，其調 變方式為 QPSK、編碼率 1/2 及編碼方式為 4 重複碼(four repetition code)，每個 訊框控制表頭都包含了 DL_Frame_Prefix，其提供了必要的解碼資訊用來解出緊 跟在訊框控制表頭之後的 DL_MAP。

圖 2.3 802.16e OFDMA TDD 模式下的上下傳訊框

圖 2.4 802.16a OFDMA TDD 模式下的上下傳訊框

圖 2.4 是 802.16a TDD 模式下上下傳訊框，由圖可以看出與 802.16e 最大的 差異在於 802.16a 上傳訊框每個使用者均有前置碼(preamble)，而下傳訊框則少了 前置碼(preamble)。前置碼的子載波分配方式參考[17]中的圖 128bb。

MS 會 從 下 傳 通 道 描 述 (Downlink Channel Descriptor ) 及 上 傳 通 道 描 述 (Uplink Channel Descriptor)、DL_MAP 和 UL_MAP 中獲取上下傳傳輸參數，下 傳通道描述與上傳通道描述是由 BS 週期性的傳輸，而 DL_MAP 和 UL_MAP 會 因下傳通道描述與上傳通道描述中的 Configuration Change Count 的改變而隨之 改變。由圖 2.5 可知，當出現上傳通道描述時，UL_MAP 中的 UIUC(uplink interval usage code)會隨者上傳通道描述中的 UIUC 做改變，而 UIUC 是一個 4bit 的資料

並指出上傳 burst 的調變方式。offset 指出了是從哪個位置開始上傳，由此可知每 個 burst 均可以有不同的調變方式而調變方式會隨者下傳通道描述或上傳通道描 述做不同的更改。

當 MS 讀取到週期性的下傳通道描述時，由表格 2.1 可知，如果 Configuration Change Count 改 變 ， 則 MS 會 往 下 讀 取 Downlink_Burst_Profile ， 而 Downlink_Burst_Profile 就含有每個 burst 所要改變的調變方式即 DIUC。DL_MAP 亦會隨者下傳通道描述中的 DIUC 做更改如表格 2.1。而上傳通道描述與下傳通 道描述差異最大的地方則是在於上傳通道描述中多了 ranging 的參數。 Frame N UCD Uplink_Burst_Profile n (UIUC=i. PHY specification) Uplink_Burst_Profile m (uiuc=J, PHY specification … Frame N+1 UL_MAP Request IE (CID,UIUC=i, offset) SS k Uplink Grant (CID,UIUC=j Offest) … UL subframe BW reruest SS k sends Data with UIUCj

UIUC:Uplink Interval Usage Code

圖 2.5 上傳通道描述與 UL_MAP 關係圖

}}}

PHY specific Downlink_Burst_Profile(16)

For each downlink burst profile 1 to n For (i=1,i<=n,i++){

See applicable PHY subclause Begin PHY Specific Section{

TLV specific variable

TLV Encoded information for the overall channel

Increment by one when change 8 bits

Configuration Change Count

Shall be set to zero 8 bits

reserved

8 bits Management Message Type=1

DCD_Message_Format(){ Notes Size Synax }}} PHY specific Downlink_Burst_Profile(16)

For each downlink burst profile 1 to n For (i=1,i<=n,i++){

See applicable PHY subclause Begin PHY Specific Section{

TLV specific variable

TLV Encoded information for the overall channel

Increment by one when change 8 bits

Configuration Change Count

Shall be set to zero 8 bits

reserved

8 bits Management Message Type=1

DCD_Message_Format(){

Notes Size

Synax

在訊框控制表頭之後出現的是 DL_MAP，它的編碼方式由訊框控制表頭定 義，由前段知道 DL_MAP 由下傳通道描述做週期性的更正。DL_MAP 中最主要 是含有下傳 burst 的調變方式，由圖 2.3 得知下傳 burst 是分屬不同的 MS，通常 DL_MAP 均會讓每個不同的 burst 擁有其專屬的 DIUC 以及分配位置，DIUC 是 指出了下傳 burst 的調變方式而分配位置通常會包含 OFDMA symbol offset、 OFDMA symbol 數量、Sunchannel offset 及 Sunchannel 數量，由這 4 個參數就可 以知道每個 burst 所在的位置如圖 2.6。在 DL_MAP 之後出現的是 UL_MAP， UL_MAP 調變方式與 DL_MAP 相同，其主要的功能與 DL_MAP 相同。

圖 2.6 由 DL_MAP 知道下傳 burst 位置圖

2.2.2 子載波分配

OFDMA 實體層子載波最主要的分配方式有 Partial Usage of Subchannels (PUSC)及 Full Usage of Subchannels(FUSC)如圖 2.7。在此不討論其他的方式如 TUSC 或 AMC。PUSC 是指將部分的子通道給予傳輸者而 FUSC 則是將所有的通 道給予一個傳輸者。

一個 OFDMA 的訊框可以有很多的區塊(zones)組合，如 PUSC、FUSC、 AMC、和 Optional FUSC，我們可以由圖 2.7 看出緊接在前置碼之後的一定是 PUSC，因為在 MS 收到前置碼之後不會知道第一個區塊的載波分配方式是如 何，為了確定 MS 能準確的收到訊框控制表頭、DL_MAP 和 UL_MAP，故將第 一個區塊設定為 PUSC，有了 DL_MAP 及 UL_MAP 之後也才能了解之後的區塊 分配方式。 圖 2.7 有不同載波分配方式的 OFDMA 訊框 前置碼(Preamble) 在下載子訊框第一個 symbol 就是前置碼，前置碼有 3 種不同的形式分別配 置給 3 個 segments，其調變方式是 BPSK 且是 PN 碼，前置碼 3 種不同的集合由

方程式(2.1)來表示 PreambleCarrierSet_n = + ⋅ (2.1) n 3 k n PreambleCarrierSet 代表所有集合裡面的子載波將被分配給前置碼。 n是指出第幾個前置碼集合，n可以從 0 到 2 中任選。 k從 0 依序跑到 567 去製造出 1 個前置碼集合。 前置碼 symbol 在頻譜上左邊跟右邊各留了 172 根子載波空頻帶，每一個 segment 會從 3 個不同的前置碼集合中選出一個當它的前置碼。從[16]中的 table309 的 2048 FFT 模式中可以知道用於調變前置碼的 PN 碼有 144 組，要選擇 哪一組則是依據 segment 以及參數 IDCell。 DL-PUSC

一個 OFDMA symbol 會被分成多個 clusters 和空頻帶，並且會在每個 cluster

上分配子載波以及 pilots，下面表格含有 2048-FFT symbol 結構的參數。

Parameter Value Comments

Number of DC subcarriers 1 Index 1024 (counting form 0)

Number of Guard subcarriers, Left

184

Number of Guard subcarriers, Right

183

Number of used subcarriers (Nused)

1681 Number of all subcarriers used within a symbol, including all possible allocated pilots and the DC carrier.

Number of subcarriers per cluster

14

Number of cluster 120

Renumbering sequence 1 Used to renumber clusters before

allocation to subchannels:

6,108,37,81,31,100,42,116,32,107,30,93,5 4,78,10,75,50,111,58,106,23,105,16,117,3 9,95,7,115,25,119,53,71,22,98,28,79,17,6 3,27,72,29,86,5,101,49,104,9,68,1,73,36,7

4,43,62,20,84,52,64,34,60,66,48,97,21,91, 40,102,56,92,47,90,33,114,18,70,15,110,5 1,118,46,83,45,76,57,99,35,67,55,85,59,1 13,11,82,38,88,19,77,3,87,12,89,26,65,41, 109,44,69,8,61,13,96,14,103,2,80,24,112, 4,94,0

Number of data subcarriers in each symbol per subchannel

24

Number of subchannels 60

Basic permutation sequence 12

(for 12 subchannels)

6,9,4,8,10,11,5,2,7,3,1,0

Basic permutation sequence 8 (for 12 subchannels) 4 7,4,0,2,1,5,3,6 表格 2.2 2048-FFT OFDMA 下傳 PUSC 載波分配方式 標準要將載波分配成子通道會依據下列 5 個步驟來執行 1. 由表格 2.2 可得知有 1680 根(去除 DC)子載波會分配給資料以及 pilot， 先將 1680 根子載波分成 120 個實體 clusters，故每個實體 cluster 含有 14 根連續子載波。一個 OFDMA symbol 所擁有的 1680 根子載波會被分成 3 個 segment，每一個 segment 含有 20 個子通道，故一個 OFDMA symbol 共會有 60 個子通道且每個子通道含有 28 根子載波。每個子通道含有 2 個 cluster 且每個 cluster 會有 12 根載波分配給資料，2 根載波分配給 pilot。 2. 接下來將每個實體 cluster 做重排(renumbering)成邏輯 cluster，重排的動

作會依據方程式(2.2)來執行。 ⎪⎩ ⎪ ⎨ ⎧ × + = = otherwise ) 120 mod ) _ 13 (( e_IE STC_DL_Zon in 0 indicator SC or zone, DL First ) ( PermBase DL uster PhysicalCl gSequence Renumberin uster PhysicalCl gSequence Renumberin ster LogicalClu (2.2) 方程式(2.2)中的第一項是指如果 PUSC 是緊接者前置碼之後的第一個， 則將 SCindicator 值設定為 0 並且使用方程式(2.2)中的第一項方程式，其

它則去讀取STC_DL_Zone_IE 裡面的DL PermBase 值且使用方程式 _

(2.2)中的第二項方程式，而 RenumberingSequence 可由表格 2.2 得知。 3. 在把實體 clusters 重排成邏輯 clusters 之後，系統會把邏輯 clusters 分組

(group)，120 個 clusters 將會被分成 6 組，由表格 2.3 可看出每組所擁有 的 clusters。由第一步驟可知系統會將子載波分成 3 個 segments，所以會 將(0,1)組當成第 1 個 segment，(2,3)(4,5)當成第 2 和第 3 個 segment。

組別 Cluster index Cluster 數量 0 0-23 24 1 24-39 16 2 40-63 24 3 64-79 16 4 80-103 24 5 104-119 16 表格 2.3 下傳 PUSC 不同的組所含的 Clusters 數量

4. 在經過分組之後，系統會依照 OFDMA symbol 來加上 pilot 到每一個 cluster 上如圖 2.8。

圖 2.8 OFDMA cluster 架構

5. 接下來會以組為單位來進行打散(permutation)的動作，這動作打亂了子載 波 的 排 列 用 以 對 付 頻 率 選 擇 衰 減 通 道 (frequency selective fading channel )。由表格 2.3 可知一組(group)可能會有 8 個子通道或是 12 個子

數表示為N_subcarriers，接下來依據方程式(2.3)單獨打散每一組裡面的子載 波。

{

s k subchannels

}

subchannels k s subchannel n p n N DL PermBase N N s k subcarrier mod _ ] mod [ ) , ( + + ⋅ = (2.3) 其中 ‧subcarrier k s 是指第 s 個子通道中的第 k 個子載波 ( , )

‧n =(k+13*s) mod _k N_subcarriers，s 是指子通道集合[0,……,N_subchannels-1]中的參

數，K 是指子載波集合[0,……,N_subcarriers-1]中的參數

‧p [j]是指將表格 2.2 中的 permutation sequence 向左循環位移(cyclic shift)j _s

次

‧DL PermBase 是從 0 到 31 的正整數，由 DL_MAP 中得知。 _

UL-PUSC

在上傳OFDMA PUSC 下，一個 burst 是由一個子通道以及 3 個 symbol 所組

成，並且包含了 48 根資料載波以前 24 根固定的 pilot 載波， 一個上傳子通道是 由 6 個 tiles 所組成，每個 tile 包含了 4 個子載波如圖 2.9。 圖 2.9 上傳 tile Parameter Value Number of subcarriers 1 used N 1681

TilePermutation 6,48,58,57,50,1,13,26,46,44,30,3,27,53,22,18,61, 7,55,36,45,37,52,15,40,2,20,4,34,31,10,5,41,9,69, 63,21,11,12,19,68,56,43,23,25,39,66,42,16,47,51 8,62,14,33,24,32,17,54,29,67,49,65,35,38,59,64 , 28,60,0 subchannels N 70 subcarriers N 48 Number of tiles 420

Tiles per subchannel 6

表格 2.4 2048-FFT OFDMA 上傳 PUSC 載波分配方式

依據表格 2.4 中可得知，1680(去除 DC 載波)根子載波分成 420 個 tiles，並 且將 6 個 tile 分給一個子通道，分配的規則會下依列 2 個步驟來執行。

1. 將 420 個 tiles 分成 6 組(groups)，故每組包含了 70 個連續的 tiles。 2. 從方程式 2.4 中取出選出 6 個 tiles 當成一個子通道。

Tile s n( , )=70⋅ +n (Pt s(( +n) mod 70)+UL PermBase_ ) mod 70 (2.4) ‧ Tile 是指實體 tile 的位置(從 0 開始) ‧ n 是指第幾組，其值是從 0 到 5 依序帶入方程式(2.4)算出是取出哪一個 tile ‧ s 是指第幾個子通道，其值範圍是從 0 到 69 我們舉個例子來算出第 0 個子通道所分配到的 tiles，參數 UL_PermBase 設為 2， 先將 TilePermutation 向左位移 0 次並取出前面 6 個數字{6,48,58,57,50,1}，再將 6 個 數 字 加 上 2 可 以 得 到 {8,50,60,59,52,3} ， 最 後 我 們 將 六 個 數 字 分 別 加 上 {0,70,140,210,280,350}故可得最後實體 tile 得位置{8,120,200,269,332,353}如圖 2.10 將實體 tile 配置成邏輯 tile 給予一個子通道，資料子載波的排列會依據下列 兩個步驟來執行。 1. 當系統將 6 個邏輯 tiles 給予一個子通道後，依據圖 2.9 中 pilot 的排列方式將 pilot 依序分配給每一個 tile，由以上可得知將會有 48 根子載波分配給資料。 資料子載波的順序會從第一個 symbol 中的最低的子載波開始往上加，直到到

達最高的子載波，接下來再從下一個 symbol 最低的子載波開始重複動作，故 我們可以知道資料子載波索引會從 0 到 47 如圖 2.10。

圖 2.10 參數 UL_PermBase=2 的第 0 個子通道圖

2. 在知道資料子載波的位置之後，再依序把資料載到資料子載波上，依據方程 式(2.5)可以把 48 個資料載到子載波上。

Subcarrier n s( , )=(n+ ⋅13 ) mods N_subcarriers (2.5) ‧Subcarrier n s 是指算出來資料載波的參數，可由圖 2.10 得知載波位置。 ( , ) ‧ n 是指從 0 跑到 47 去算出資料應該擺的位置。 ‧ s 是指第幾個子通道。 我們舉個例子來將 48 個資料放進第一個子通道，由方程式(2.5)可以算出 48 個資 料應該擺的位子{13,14,……47,0,1……,12}，故我們就將資料依位子放入圖 2.10 所指出的位置。

Ranging

initial/handover ranging 一個 ranging 通道是由一個或是多個組(groups)所形成，每組均由 6 或 8 個連 續的子通道所組成，子載波分配方式定義於 2.2.2。我們可以由 UL_MAP 中得知 是由哪些連續的子通道組成 ranging 通道。每個 MS 端可以同時在 ranging 通道中 傳輸 ranging 訊號。為了有效的傳輸 ranging 碼，MS 會從 BS 設定的多組 ranging

來調變。

Initial ranging 碼是用作於一個 MS 要初始化進入網路，而 handover ranging 碼則是在 MS 要進行 handover 時對目標 BS 進行 ranging 動作所需要的碼。一個 initial/handover ranging 訊號是由 2 個或 4 個連續的 OFDM symbol 組成，2 個連 續的 OFDMA symbol 都是用一樣的 ranging 碼。圖 2.11 是 initial ranging/handover ranging 在時域上傳輸訊號圖，可以看出第 2 個 symbol 所複製的點數與第一個 symbol 循環字首(cyclic prefix)擺法不同是因為要讓兩個 symbol 之間的角度為連 續。

圖 2.11 initial/handover ranging 時域傳輸訊號

BS 會分配給 MS 連續兩個 initial/handover ranging 的空間，故 MS 可以連續 傳輸兩組 initial/handover ranging 碼如圖 2.12

Ranging 碼 Ranging 碼是二位元碼並且是一種 PN(pseudonoise)碼，其是由 PRBS 產生如 圖 2.13，並且其產生多項式(generator polynomial)為 1 4 7 15 1 X+ +X +X +X 。PRBS 產生器會藉由[b14…b10]=0,0,1,0,1,0,1,1,s0,s1,s2,s3,s4,s5,s6，s6 是 PRBS 的最低有 效位(LSB)，而 s0:s6 是由 UL_PermBase 定義。 圖 2.13 PRBS 產生器

Initial ranging 碼是由 PRBS 產生出C 型成一連串的 PN 序列，其每組 ranging_k

碼的長度均是 144 個位元。這些位元會被調變在由 6 個連續子通道型成的 ranging 通道，會從最低的子載波開始放上去。由 2.2.2 的 UL_PUSC 知道 6 個子通道所 含的子載波有 144 根，故最低的位元將會對應到最低的子載波而最高的位元會對 應的最高的子載波。 舉例而言，我們假設 UL_PermBase=0 而最先由C 所產生出來的 144 個位元_k 就是我們的第一組 ranging 碼，第一組碼字為 00110000010001………，而下一組 ranging 碼則為由C 產生出第 145 到第 288 個碼字。由 PRBS 所產生出來的 ranging_k 碼每組之間相關性非常低。我們在這邊舉[50,100,150,200]且 UL_PermBase=0 的 ranging 碼來驗證這 4 組碼字與 256 組碼字的相關性，由圖 2.14 可得知除了與自 己相關性最大，跟其他 255 組相關性都非常低。

0 100 200 300 -0.5 0 0.5 1 0 100 200 300 -0.5 0 0.5 1 0 100 200 300 -0.5 0 0.5 1 0 100 200 300 -0.5 0 0.5 1 圖 2.14 第[50,100,150,200]組 ranging 碼與其他 256 組的相關性

多個要進入網路的 MS 有機會選擇在一個 ranging slot 中傳輸 ranging 訊號， 而 BS 端可以把碰撞在一起的訊號分別估測出來並且知道各個 MS 所需要調整的 參數(時間延遲、頻率偏移、功率)，而 BS 亦可獲得通道振幅響應(channel impulse response)，而從 BS 獲得調整參數之後，MS 可以有效的去調整其時間延遲、功 率、頻率偏移去提升系統效能。

Ranging 傳輸機會(ranging slot)大小

Ranging 傳輸機會大小是由N 個 OFDMA symbols 以及₁ N 個 OFDMA 子通道₂

所形成，N 可以由 1、2、3 或 4 個 symbol 組成，而₁ N 可以由 6 或 8 個子通道₂

組成，N 及₁ N 是由 UL_MAP 定義。 ₂

由 BS 所給予的 ranging 頻寬配置被分成數個 ranging slots，其大小由N 個₁

OFDMA symbol 及N 個子通道組成。我們可以由圖 2.15 得知，第一個 ranging slot₂

是由 ranging 頻寬配置中的第一個 symbol 以及第一個子通道開始，而下一個

ranging slot 則是相同子通道且再往下加N 個 symbol 直到到達時間軸上 ranging₁

頻寬配置的尾端，接下來下一個 ranging slot 則是再加上N 個子通道並由第一個₂

以留一段空間讓 ranging 訊號與資料訊號可以有一段區隔去降低干擾。 1 N N1個 OFDMA symbols 2 N subchannels Ranging 頻寬配置 圖 2.15 ranging 傳輸機會圖

2.2.4 頻率和時間限制

對於 MS，其傳輸的資料在傳輸中心頻率以及 symbol 取樣頻率必須被同步， 且要與 BS 的中心頻率和 symbol 取樣頻率鎖住，其容忍度最大不能超過 2%(相對 於一個子載波區間正規化的頻率偏移量)和 5ppm symbol 取樣頻率。 MS 在上傳資料時必須將頻率鎖住在上文所說的範圍內，如果 MS 與 BS 失 去同步，則要傳遞的資料將延遲上傳並且再與 BS 同步。 所有的 MS 必須獲得及調整他們的時間，如此才可使所有 MS 訊號同時達到 BS，到達 BS 的時間準度必須在± 50%的最小保護區間(guard interval)內。

2.3 介質存取控制(Medium Access Control)層簡介

由 MAC 層的分類可知，特定服務匯流子層提供了將上層資料整合成 MAC SDU(service data unit)給公共部分子層，亦提供了將上層資料做分類的動作給予 適當的 SFID 和 CID。在資料通訊中，BS 跟 MS 的連接均是靠 CID，而 CID 是

一個 16bit 的數字，故可以知道在上傳與下載均可能有 64K 個 CID，SFID 則是 將上層來的 SDU 做分類給予特定的 QoS，SFID 是一個 32 個 bit 的數字，故可知 多個 SFID 可以對應到一個 CID，一個 MS 可以擁有數個 CID。

2.3.1 進入網路及初始化

當一個新的 MS(Mobile Station)或是一個遺失掉訊號的 MS 都會去作進入網路及 初始化的動作，通常會執行下列動作。 搜尋下傳通道和與 BS 建立同步 當 MS 端正要進路網路或長時間沒收到訊號，這時就會開始找尋下傳通道， 如果失敗，MS 端會再去尋找有可能的下載頻率直到找到合適的下傳通道。 一但達到實體層同步意味者 MS 已經知道了載波頻率、序文(preamble)及訊 框控制表頭 (FCH)，接下來就會進行 MAC 層的同步。一但 MS 端可以獲得至少 一個 DL_MAP 的資訊且可以去解出下傳 burst 的資訊後就可以稱做為 MAC 同 步。MS 要保持 MAC 同步只要可以持續的接受到 DL_MAP 和下傳通道描述(DCD) 即可，如果在 DL_MAP 區段內(600ms)沒收到 DL_MAP 或是在 T1(5*DCD 最大 間距)時間內沒收到下傳通道描述(DCD)，MS 就會重新建立同步。 獲得傳輸的參數(從上傳通道描述中(UCD)取得) 在進行同步過後，MS 會等待上傳通道描述(UCD)，由 2.2.1 可知道上傳通道 描述(UCD)是由 BS 讓 MS 知道上傳所需的參數。上傳通道描述(UCD)是由 BS 週 期性的廣播出去讓 MS 可以週期性的收到所需改變上傳的參數。

MS 會去等待接收頻寬配置圖(bandwidth allocation map)去開始上傳訊號，而 MS 最剛開始會上傳的訊號就是 initial ranging symbol。如果在 UL_MAP 區段內 (600ms)沒收到 UL_MAP 或是在 T12(5*UCD 最大間距)內沒收到上傳描述通道 (UCD)或是執行 initial ranging 失敗，MS 就會重新搜尋下傳通道。

執行 initial ranging

執行 initial ranging 主要是去調整 MS 上傳的參數如時間延遲、功率和頻率偏 移等參數，藉此維護 MS 與 BS 之間的通訊品質。在 OFDMA PHY 下，每個 MS 時間延遲以及頻率偏差均不同，到達 BS 的訊號會因此而產生干擾，而功率經過 頻率選擇衰減通道(frequency selective fading channel )後每個 MS 的功率大小差異 太大會造成在估測時的效能降低，故執行 initial ranging 主要的目的是維護 MS 與 BS 之間的通訊品質。

由 2.3.1.得知 MS 會先取得下傳通道並進行同步，接者再讀取上傳通道描 (UCD)中的參數。接下來 MS 會讀取 UL_MAP 中的 initial ranging 區段。BS 會分 配一段 initial ranging 區段，其中包含了一個或是多個的傳輸機會(ranging slot)。 在 OFDMA PHY 下，MS 第一會先送出由 2.2.3 定義的 ranging 碼在 BS 分配的傳 輸機會上，在此因為它們的低相關性所以將此 ranging 碼又稱做 CDMA 碼。

MS 會針對 initial ranging 算出最大傳輸功率如方程式(2.6) 其中的EIR P_{X IR,max}

P_{TX_IR MAX_} =EIR P_{X IR,max}+BS_EIRP−RSS (2.6) 和BS_EIRP 是從下傳通道描述(DCD)中獲得，RSS 則是從 RSSI 算出。如果 MS

收到天線增益與傳輸天線增益不同，則要用方程式(2.7)

P_{TX_IR MAX_} =EIR P_{X IR,max}+BS_EIRP−RSS+(G_{RX_SS} −G_{TX_SS}) (2.7)

其中G_{RX_SS}是 MS 收到天線增益，G_{TX_SS}是傳輸天線增益 在 OFDMA 下，MS 會傳輸 CDMA 碼，其功率必須低於由 MS 算出 _ _ TX IR MAX P 。如果在一段時間內 MS 沒收到回應則會再重新選擇一組新的 CDMA 碼並且加大功率在下依次傳輸機會中傳輸。如果 MS 收到 REG-RSP 且其中包含 了 MS 傳送得 CDMA 碼參數且狀態是繼續(continue)的話，MS 會認為此次傳送 的 CDMA 碼是不成功但其中還是會有包含需要調整的資訊且會選定別的 CDMA 碼 在 一 定 的 延 遲 後 重 新 傳 出 。 如 果 MS 收 到 的 UL_MAP 中 包 含 了

CDMA_Allocation_IE 的資訊且 MS 從 CDMA_Allocation_IE 中可以找到 MS 傳送 的 CDMA 碼的參數，我們將之稱為 initial ranging 成功，initial ranging 成功之後 MS 會再送出 REG_REQ 去要求 BS 給予頻寬分配。

一但 BS 成功收到 REG-REQ，BS 會利用 initial ranging CID 回送 REG-RSP， 且 REG-RSP 中會包含了功率調整、頻率偏移調整和時間延遲調整等數值。接者 BS 會再釋放一段 initial ranging 區段去讓 MS 繼續去做 ranging，除非 REG-RSP 中說明 initial ranging 成功，如果是成功則 ranging 程序就結束。

BS 會回覆額外的 REG-RSP 給 MS 去調整細微數值，REG-REQ/RSP 會 不斷的重複直到 REG-RSP 中狀態是成功(successful)的通知或是 BS 直接取消， 如果 REG-RSP 中狀態是繼續(continue)，MS 會等待 BS 給的 initial ranging 區段， MS 會利用這區段去傳送另依個新的 REG-REQ。一但 ranging 成功，MS 就可以 加入一般資料上傳。

協調基本的能力(Negotiate basic capabilities)

在 ranging 完成之後，BS 會等待 SS 傳輸 SBC-REQ(SS Basic capabilities Request)告知 BS 其所需要的功能，而 BS 在收到 SBC-REQ 之後會回傳 SBC-RSP 其所要求的功能是否被允許。

圖 2.17 SBC-RSP 資訊

圖 2.16、2.17 中可看出 SBC-REQ 和 SBC-RSP 均有 TLV Encoded information 在 此資料中均含了以下幾樣資訊:

1. 頻寬配置:提供了分時雙工和分頻雙工或是半分頻雙工當選擇 2. 實體參數:其 SSTTG 和 SSRTG 的長度(us)

3. 最大傳輸功率:在 BPSK、QPSK、16QAM、64QAM 的最大傳輸功率

認證 SS 及金鑰的交換(Authorize SS and perform key exchange):

SS 通常是利用 PKM(key management protocol)協定去做認證及金鑰的交換。 traffic

Traffic encryption key (TEK)

Key encryption key (KEK)

Shared secret (AK)

Public Key derive encrypt encrypt encrypt 加密解密均靠TEK 由BS廣播,週期性的更新,並且由KEK 加密 BS和MS會把AK分解出KEK 由BS廣播,週期性的更新,由SS的公用 key來加密 出廠就固定的key,不會變更 圖 2.18 加密運作過程圖 由圖 2.18 可知在每個 BS 及 SS 在最初都有其各自固定的 Public Key，而 SS 利用自己的 Public Key 來加密 BS 傳出的 AK，SS 再將加密過的 AK 導出 KEK， BS 會再傳出由 KEK 加密過的 TEK 給 SS，如此 BS 跟 SS 都可以知道 TEK 的資 訊藉此來加密資料。此方法與 802.11 最大的不同在於 BS 可以週期性的換 KEY。

執行認證和建立 IP 連線(registration and Establish IP connectivity):

MS 會傳送 REG-REQ 的資訊給 BS 如果 BS 有收到則會回 REG-RSP 給 MS 其中包括了 Secondary Management CID 等資訊而 MS 跟 BS 必須達成使用哪種 IP version 的協議，在認證過後，MS 會利用 DHCP 的機制(在 Secondary Management CID 上傳送)去獲得 IP 位址及其他 IP 連線資訊。

建立連線(Set up connections):

基本上在建立連線前要先提供一個服務流(service flow)給 MS 以便於讓 BS 傳送 DSA-REQ(dynamic service addition request)給 MS，(例如一個 FTP 站開啟需 要傳送 DSA-REQ，必須要預先給一個管道傳送 DSA-REQ，所以建立連線前都 會先提供一個 service flow)，而 MS 會回一個 DSA-RSP(dynamic service addition response)給 BS 建立一個新的服務流(service flow)。

2.3.2 OFDMA ranging

WirelessMAN-OFDMA PHY 描述了 ranging 子通道以及 ranging 碼集合， ranging 碼子集合的分配是由上傳通道描述(UCD)分配給 initial ranging、periodic ranging 和頻寬要求，BS 可以藉由知道 ranging 碼來得知 MS 是做何種要求。 Ranging 子通道描述在圖 2.4、ranging 碼是隨機選擇而由 2.2.3 得知如何產生並且 調變在 ranging 子通道，接者會隨機選擇 ranging slot 在上傳子訊框中傳輸。接下 來會介紹有關於 MAC 對於 ranging 所做的處理方式。

initial ranging

一個 MS 在執行 initial ranging 通常會進行下列步驟。

‧ MS 在取得下傳同步與得到上傳參數後，MS 會隨機選擇一組 ranging slot(利 用截斷二進制指數後退演算法(truncated binary exponent)去防止再次碰撞的可

能)及一組 ranging 碼(CDMA 碼)開始執行 initial ranging。

‧

BS 並不會告知特定的 MS 去傳送 REG-REQ，因此一但 BS 成功收到一組

ranging 碼，BS 將會廣播 REG-RSP，其中包含收到的 initial ranging 碼以及 initial ranging 碼所在的 ranging slot 等資訊。REG-RSP 是讓 MS 去確認是否與 它所送的 initial ranging 碼符合，其中的資訊包含了所有需要調整的參數(時間 延遲、功率、頻率偏移)和狀態。

‧

一但收到狀態是繼續(continue)的 REG-RSP，MS 將會繼續做 ranging 的動作，

MS 會隨機選擇一組 periodic ranging 碼且在 periodic ranging 上的 ranging slot 隨機選擇並且傳送 REG-REQ。

‧

當 BS 成功收到 REG-REQ，且送出的 REG-RSP 的狀態為成功(success)，BS

將會傳送 CDMA_Allocation_IE 在 UL_MAP 中給 MS，此訊號含有 CMDA 碼 及 ranging slot 以及提供一段時間讓 MS 上傳 REG-REQ 的訊息，故 MS 可以 在 BS 給定的時間送出 REG-REQ 要求頻寬。

‧

Initial ranging 過程在接受到 REG-RSP 之後就結束無論其狀態是成功或是繼

續，如果是成功則 initial ranging 結束，如果是繼續則 initial ranging 就會結束 並開始 periodic ranging 機制。

‧

MS 均 會 等 待 T3(200ms) 接 收 REG-RSP 及 UL_MAP 中 的 CDMA_Allocation_IE。 在收到 REG-ESP 之後，MS 會依據裡面的參數來做調整(傳輸功率)，而調整 會依據下面幾個限制來執行。 1) 所有的參數在執行ranging 過程中均須符合規範。 2) MS 傳輸功率初始值必須依照我們在 2.3.1 中規範的傳輸功率來做設定，除非 系統已經設定了固定的初始值且此初始值符合規範。 3) 要將低功率或是升高功率都必須依據REG-RSP 中的參數。 4) 如果升高功率到達最大值且沒收到REG-RSP，則 MS 會將功率降到最小值並

periodic ranging

一個 MS 在執行 periodic ranging 通常會進行下列步驟

‧ MS 會隨機選擇一組 ranging slot(利用截斷二進制指數後退演算法(truncated binary exponent)去防止再次碰撞的可能) 及一組 ranging 碼(CDMA 碼)開始執 行 periodic ranging。

‧ 如果 MS 沒有收到回應，則 MS 會送一組新的 periodic ranging 碼在另一合適

的 periodic ranging slot 上以及增加傳輸訊號的功率直到最大值P_{TX_IR MAX_}

‧

BS 並不會告知特定的 MS 去傳送 REG-REQ，因此一但 BS 成功收到一組

CDMA periodic ranging 碼，BS 將會廣播 REG-RSP，其中包含收到的 periodic ranging 碼以及 periodic ranging 碼所在的 ranging slot 的資訊。REG-RSP 是讓 MS 去確認是否與他所送的 periodic ranging 碼符合，其中的資訊包含了所有 需要調整的參數(時間延遲、功率、頻率偏移)和狀態。

‧ 一但收到的 REG-RSP 中的狀態是繼續(continue)，代表系統效能不夠好，MS 將會馬上隨機選擇另一組 periodic ranging 碼傳送給 BS 繼續 periodic ranging 的動作。如果狀態是成功(success)，則 MS 會持續等待 T4(35s)之後再傳送一 組新的 periodic ranging 碼。

ranging 可以分為競爭式 ranging 和非競爭式 ranging 介紹如下。

非競爭式 ranging:非競爭式 ranging 是 BS 已經預先提供一段頻寬給 MS，在 2.3.2. 中可知，當 initial ranging 成功之後，BS 會給 MS 一段期間讓 MS 去要求頻寬， 而 MS 就會在這期間上傳 REG-REQ，故不會發生碰撞也不需要跟其他 MS 競爭。 競爭式 ranging:通常競爭式 ranging 是用在 MS 第一時間要進入網路所用的方 式，MS 剛與 BS 取得同步後，BS 不會提供頻寬資源給 MS，但會廣播出一段 initial ranging 區段，其中包含了一個或多個的傳輸機會讓要進入網路的 MS 進行 ranging。MS 會隨機傳輸一組 REG-REQ(CDMA 碼)在傳輸機會上(ranging slot)。

如果有兩個 MS 選擇同一組 CDMA 碼和 ranging slot 則會發生碰撞造成 BS 無法 正確分離訊號，在此是利用競爭分辨率(截斷二進制指數後退演算法)來解決訊號 碰撞問題。

第三章 OFDMA 系統中上傳頻率偏移估測

正交分頻多工存取技術(OFDMA)是基於正交分頻多工技術(OFDM)所提出 的技術。OFDMA 是將所有載波依 2.2.2 節提出的方法分成數個子通道，再將子 通道分配給每個使用者。在 OFDMA 下傳，一個子通道內的訊號中可以含有要 給多個使用者的資訊，而在 OFDMA 上傳，每個使用者被分配到一個以上的子 通道且依據 BS 給的頻寬配置同時間上傳訊號。由上述可知 OFDMA 比起 OFDM 最大的好處在於可以動態的配置頻寬依照每個使用者不同的要求。 為了要去支援 OFDMA 讓多個使用者同時上傳，在接收端會出現很多問題， 如 BS 必須讓使用者上傳訊號功率必須差不多，且每個使用者上傳訊號會有其分 別的時間延遲以及頻率偏移，這均是 BS 必須克服的問題。

3.1 OFDMA 上傳頻率偏移效應

在 OFDMA 系統中，不同的使用者同時間傳輸資料訊號給 BS，故上傳同步 問題在 OFDMA 系統中是最具挑戰的問題。我們在此討論頻率偏移對於 OFDMA 系統造成的影響。

由圖 3.1 可以得知，每個資料使用者(Data mobile station)在上傳資料時均會 因都卜勒效應而有其各自的頻率偏移量，由於不同的使用者的頻率偏移量均不相 同 ， 故 在 接 收 端 經 由 BS DFT 出 來 的 訊 號 會 產 生 載 波 間 干 擾 (inter-carrier interference)和多重存取干擾(multiple access interference)，在此將在下面導出頻率 偏移量對於 BS 所造成的干擾。 由圖 3.1 可以看出 M 個資料使用者均會依照其所分配到的子通道進行調 變，在此設定總共有 N 個子載波且第 m 個使用者所擁有的子通道的子載波表示 為 { ₁ , ₂ , } m m m m m k k kp Γ = ，其中P 表示第 m 個使用者所擁有的子載波個數，由於系_m

統假設的 K 個使用者均是傳遞資料故在子載波上並不會有機會重複使用，故如 果 i≠j 則Γ ∩ Γ = Φ ， Φ 代表空集合 _{i j} IDFT IDFT DMS#1 DMS#M CP CP P/S P/S Channel#1 Channel#K 1 jw n e v n1( ) ⊗ ⊕ M jw n e vM( )n ⊗ ⊕ ⊕ S/P Remove CP DFT

圖 3.1 由 M 個資料使用者(Data mobile station)組成的 OFDMA 上傳架構

在此設定X_im(k_pm)代表第 m 個使用者的第 i 個 symbol 的第 p 個子載波資料，

經過 IDFT 和加上字首循環(cyclic prefix:CP)之後的第 m 個 DMS 的第 n 點時域訊 號s n 表示如方程式(3.1)， _m( ) 1 g 2 1 ( ) exp( ) n=0 N-1 ( ) ( ) n=-N 1 m m P p m m i p p m m g nk X k j N s n N s n N π = ⎧ ⎪ = ⎨ ⎪ _{+ −} ⎩

∑

_(3.1) 其中N 代表了字首循環的長度，通常假設長度會大於最大通道延遲和傳輸延遲_g 的總和。圖(3.1)中的頻率偏移量 exp(jw n 中的_m ) w 定義為_m 2 m N πε ，ε_m是第 m 個經 過正規化(相對於一個子載波區間)的頻率偏移量。 在此先假設兩個方程式，s(πφ)=sin(πφ) /[Nsin(πφ/N)]和 , , ( ) l m l m q p l kq kp φ = ε + − ，而 m p k 為第 m 個 DMS 的第 p 個子載波。在去除字首循環以及經過 DFT 之後， 第 m 個使用者的第 i 個 symbol 的第 p 個資料表示為R ki( pm)，此訊號可以分成 4 個部份、訊號S ki( mp)、載波間干擾 ( ) m i p ICI k 、多重存取干擾MAI ki( mp)和雜訊 ( m) i p V k ，經過 DFT 之後的 4 部分表示如下 ( m) ( m) ( m) ( p) ( m) i p i p i p i m i p R k =S k +ICI k +MAI k +V k (3.2) , , _, , 1 (1 ) 2 ( ) / , ( ) ( ) ( ) ( ) m m m m _{p p} g g p p j j iN iN N N m m m m m m N S k =X k H k ⋅s πφ ⋅e π + + φ ⋅eπφ −

, , _, , 1 (1 ) 2 ( ) / , , 1, ( ) ( ) ( ) ( ) m m m _{m m} q p g g q q P j j iN iN N N m m m m m m _N i p i q m q q p q q p ICI k X k H k s πφ e π + + φ eπφ − = ≠ =

∑

⋅ ⋅ ⋅ , , _, , 1 (1 ) 2 ( ) / , , 1, 1 ( ) ( ) ( ) ( ) l m l _{l l} q p g g q q P M _j j iN iN N N m l l l l m _N i p i q l q q p l l m q MAI k X k H k s πφ e π + + φ e πφ − = ≠ = =

∑ ∑

⋅ ⋅ ⋅ (3.3) 其中的H_m(k_pm)是指第 m 個使用者的第 p 個子載波通道響應。 由(3.2)、(3.3)式子中得知，當每個使用者有不同的頻率偏移量時，對於自己 的訊號會造成星座圖旋轉且散開，而由多重存取干擾可以看出，只要一個訊號有 頻率偏移將會對所有其他使用者造成影響。由 2.3.2 節可知，當估測出時間延遲 和頻率偏移時，BS 會透過 REG-RSP 回傳給每個使用者讓它們去調整參數，所以 準確的估測頻率偏移量可以讓系統錯誤率提升。

3.2 OFDMA 上傳頻率偏移估測

3.2.1 訊號模型

由 2.2.3 節可知，上行 OFDMA 主要是依靠 ranging 來調整參數，在這邊主 要是討論依據圖 2.10 的 initial ranging 訊號架構來處裡同步問題。 1 jw n e v n1( ) ⊗ ⊕ M jw n e vM( )n ⊗ ⊕ 1 M jw n e + v_M( )n ⊗ ⊕ K M jw n e + ( ) K M v ₊ n ⊗ ⊕ ⊕ 圖 3.2 由 M 個 DMS 及 K 個 ranging 使用者組成的 OFDMA 系統

先假設同一個 ranging slot 有 K 個不同的 ranging 使用者(ranging mobile station) 進行 initial ranging 並且同時有 M 個 DMS 進行上傳，一個 ranging slot 通常具有

6 個子通道且假設由 K 個 RMS 一起使用，接下來介紹由圖 2.10 及圖 3.2 所建構 出來的 RMS 訊號模型，訊號模型方程式(3.4)如下。 1 , g , 1 , 2 1 ( ) exp( ) n=0 1 ( ) n=-N 1 ( ) 2 ( ) 1 ( ) exp( ) n=N 2N-1 ( ) k k k P p k k p p k r k r _{P k} p k k p p k r nk X k j N N N s n N s n n N k X k j N N s n N π π = = − + − = − −

∑

∑

n=2N 2N N_g 1 ⎧ ⎪ ⎪ ⎪⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎪ + − ⎪⎩ (3.4) 其中s_{k r,} ( )n 代表第 k 個 RMS 使用第 r 組 ranging 碼，X kk( kp)是指第 k 個使用 者的第 p 的子載波資料。由於每一組 ranging 碼長度均是 144，所以P 均是 144。 _k

經由方程式(3.4)可以知道 OFDMA ranging 一次是傳送兩個相同 CDMA 碼所形成 的 symbol，第一個 symbol 是利用字首循環來抵抗符碼間干擾(inter block

interference)，第 2 個 symbol 是將前面N 點複製放在最後面如圖 2.10，其主要的_g 目的是讓兩個 symbols 之間的角度呈現連續的狀況。 在此假設總共有(K+M)個使用者，且每個使用者經過不同的通道，每個通道 假設為多重路徑通道 (multi-path fading)且獨立(independent)，而雜訊為高斯白雜 訊 (AWGN)。我們將第 k 個使用者經過的時域通道表示為方程式(3.5)，而訊號 與通道在時域軸因為有字首循環的關係會形成環形旋積(Circular Convolution)的 結構。 h_k =[ (0)h_k h_k(1) … h P_k( −1)]T (3.5) P 代表了最大通道延遲，通常 P 會小於字首循環長度，接收到的第 k 個訊號經過 通道後表示為方程式(3.6)，z n 為雜訊，_k( ) ε_k為頻率偏移量。 ( ) ( ) exp( 2 k) ( ) k k k n r n y n j z n N π ε = + (3.6) 其中 1 , 1 ( ) ( ) ( ) P k k r k l y n s n l h l − = =

∑

− 。由圖 3.2 可知有 M 個 DMS 以及 K 個 RMS 訊號，

在接收端依據 superposition 可以將所有的 K+M 個訊號相加成方程式(3.7)，其中 DMS 訊號的通道和雜訊定義均與上述 RMS 訊號是相同的，DMS 經過 IDFT 之 後的訊號可以參考方程式(3.1)，它與 RMS 訊號最大的差異在於 RMS 訊號可以 允許不同的 CDMA 碼在相同 ranging slot 上，意味者不同的 RMS 可以使用相同 的子載波來進行調變，而 DMS 訊號則是依據 BS 給的訊息來使用不同的子通道 (PUSC、FUSC、AMC)來進行調變，故不同的 DMS 的子載波不會重複。另一個 差異是 RMS 在第 2 個 symbol 並不是使用字首循環(Cyclic Prefix)而 DMS 在每個 symbol 上則均是使用字首循環。 1 1 2 2 ( ) ( ) exp( ) ( ) exp( ) ( ) M K i k m k m k n n r n y n j y n j z n N N π ε π ε = = =

∑

+

∑

+ (3.7) 在經過去除循環字首(cyclic prefix)之後，以及進入 DFT 出來的頻域訊號可以由方 程式(3.8)表示。 1 0 1 ( ) ( ) exp( 2 / ) N n Y k r n j nk N N π − = =

∑

⋅ − k =0 N−1 (3.8)

3.2.2 EKF(Extended Kalman Filter) 演算法

在此主要估測的頻率偏移是針對 RMS(ranging mobile station)的訊號，而

DMS(data mobile station)的上傳訊號由 2.2.3 節中可知道，要讓 MS 上傳訊號必須 通過 initial ranging 的過程通知成功之後才能上傳訊號，故在此假設 DMS 上傳訊 號的頻率偏移已經在可接受的範圍內，不需要再去估測。

一般而言，在估測一般的 OFDM 頻率偏移，可以由方程式(3.9)得知，接收 到的訊號可看成非線性最小平方差(Least Square)的問題，如果要用非線性最小平 方差來估測頻率偏移量，則需要複雜的計算量。EKF(Extended Kalman Filter)演 算法是用遞迴式的最小平均平方差(minimum mean square error)來估測頻率偏移 量[10]，它省略了非線性最小平方差所需要高維度的反矩陣運算，如果訊號跟雜 訊是結合高斯分佈，Kalman Filter 就是最小平均平方差演算法，故 EKF 在估測 OFDM 系統頻率偏移上會有很好的效能。如果我們想將此方法運作在 OFDMA

上會遇到兩個問題，一是每個使用者的頻率偏移量均不同，而另一個則是如果要 一次只估測一個使用者的頻率偏移則將會被其他使用者影響造成效能低落。所以 要利用 EKF 演算法同時估測出所有的頻率偏移則將會被上述兩的問題嚴重影響 效能。 1 2 0 2 min | ( ) ( ) exp( ) | N n n r n y n j N ε π ε − = ⎧ ₋ ⎫ ⎨ ⎬ ⎩

∑

⎭ (3.9) 方程式(3.10)可以看出在 OFDMA 系統下，可以由方程式(3.7)轉換成 cost function(3.10)如下 2 2 1 0 1 2 min ( ) ( ( ) exp( )) N K k k w n k n r n y n j N π ε − = = ⎧ ⎫ ⎪ ₋ ⎪ ⎨ ⎬ ⎪ ⎪ ⎩

∑

∑

⎭ (3.10) 其中w=[ ,ε ε_{1 2}, ε_K]，在此只需估測出 RMS 的頻率偏移量。在 OFDMA 系統 下，可以由方程式(3.10)看出接收到的訊號中包含了 K 個 RMS 的頻率偏移量， 如果要將 K 個 RMS 的頻率偏移量同時估測，則至少需要 K 個頻率偏移量組成的 維度空間。我們由[3]中的訊號模型可以看出如果要同時間估出 K 個頻率偏移量 將會用到 K⋅N 維度的反矩陣，這將會需要很大運算複雜度，所以利用 EKF 演算 法並配合多用戶干擾消除的機制去估測頻率偏移。在此會使用 EKF 演算法的主 要原因是可以讓原本高維度的問題降低成為單一維度的問題，但 EKF 演算法主 要的目的是要省略最小平方差所需要的高維度反矩陣運算，如果要用作降低多用 戶維度的處裡則會產生多用戶干擾。 在此如果要利用 EKF 演算法在 OFDMA 系統上會遭遇到多用戶干擾造成系 統效能降低，在此假設要估測第 k 個 RMS 的頻率偏移量可把方程式表示(3.11)， , 1 2 ( ) 2 ( ) ( ) ( ) exp( ) ( ) exp( ) K j k k j j k j n n n n r n y n j y n j N N π ε π ε ≠ = = +

∑

1 2 ( ) ( ) exp( ) ( ) M m m m n n y n j Z n N π ε = +

∑

+ (3.11) 故如果要利用傳統的 EKF 演算法去估測頻率偏移將會被其他使用者及雜訊影 響，在此將之稱為多用戶干擾，且訊號也失去了結合高斯分佈的條件，也就非等

由方程式(3.11)中可以看出來要從時域估測出 RMS 訊號頻率偏移量會被三 個干擾影響。第一是其他 RMS 的干擾，此干擾會造成系統效能下降，可以利用 多用戶干擾消除來把其他的 RMS 有效的去除掉，在下文會介紹此機制。第二是 其他 DMS 的干擾，由模擬可知因為此項干擾會讓系統效能幾乎不隨 SNR 升高 而變佳，但在估測上還是會有不錯的效能。第三就是高斯白雜訊，高斯白雜訊會 因為上述第二項干擾太大而相對的對於系統效能影響不會太明顯。

前文說過 EKF 演算法是利用遞迴式去估測頻率，所以一個 initial ranging 的 訊號是包含了連續兩個相同的 OFDM symbol，有助於我們演算法的收斂，也可 抵抗多用戶干擾。在此假設每個使用者的通道完美估測，且 ranging code 和時間 延遲均已知，所以y n 在 BS 端已知。 _k( ) 以下先利用傳統 EKF 演算法來估測頻率偏移，在此先假設想要估測的訊號 為第 k 個訊號，先將方程式(3.11)中的多用戶干擾與高斯白雜訊(AWGN)合併成為 ( ) k w n ，所以可以將式子表示成為(3.12)，由於 initial ranging 訊號是由 2 個 2 ( ) ( ) exp( k) ( ) k k k n r n y n j w n N π ε = + n=0 2N−1 (3.12)

symbol 組成且第 2 個 symbol 並不是採用字首循環，前文已經介紹第 2 個 symbol 擺放方式，所以收到的 initial ranging 訊號去除字首循環後可以得到 2N-1 個時域 訊號。 通常在使用 EKF 演算法時必須先找出兩個方程式: 狀態方程式(state equation)是指所要估測的頻率偏移在每個時域點上的變化，由 於系統假設的頻率偏移量在兩個 symbols 內均不變故可以將狀態方程式表示成為 方程式(3.13)如下 ( ) ( ( 1)) ( 1) k n a k n k n ε = ε − =ε − (3.13) 觀察方程式(observation equation)是指每個時域上點，在此系統有 2N 個時域點， 而觀察方程式(3.14)如下 2 ( ) ( ) ( ) exp( k ) ( ) ( ( )) ( ) k k k k k n n r n y n j w n h n w n N π ε _ε = + = + (3.14)

因為觀察方程式為非線性的，故在此狀況下使用 EKF 演算法，首先必須將非線 性等效成為線性，但是將會失去最佳的效能，而效能也將視我們將非線性等效成 線性的準度。首先將狀態方程式及觀察方程式展開成一階泰勒方程式並取出一階 微分當參數如(3.15)(3.16)。 ˆ ( 1) ( 1| 1) ˆ ( ( 1| 1)) ( 1) 1 ( 1) k k k k k n n n a n n A n n _{ε ε} ε ε _{− = − −} ∂ − − − = = ∂ − (3.15) ˆ ( | 1) ˆ ˆ ( ( | 1)) 2 2 ( | 1) ( ) exp( ) ( ) k k k k k k k n n h n n j n n n n H n j y n N N ε ε ε π π ε ε _{= −} ∂ − − = = ∂ (3.16) 利用這兩個參數及參照[10]去推導出遞迴過程所需要的方程式。 1. 由估測方程式(3.17)可以得出當系統知道[ (0)r_k r n_k( − ]的訊號要去估測1) ( ) k n ε 和ε_k(n− 是相同的。 1) ˆε_k( |n n− =1) a(εˆ_k(n−1|n−1))=εˆ_k(n−1|n− (3.17) 1) 2. 由 最 小 估 測 平 均 平 方 差 方 程 式 (3.18) 可 以 得 知 當 知 道 [r_k(0) r n_k( − ]要 1) 去估測P n 和_k( ) P n_k( − 是相同的。 1) * ( | 1) ( 1) ( 1| 1) ( 1) ( 1| 1) k k k k k P n n− = A n− P n− n− A n− =P n− n− (3.18) 3. 將(3.18)式帶入 kalman 增益方程式可得方程式(3.19) * * 2 1 * * 2 1 ( ) ( | 1) ( ) [ ( ) ( | 1) ( ) ] = ( 1| 1) ( ) [ ( ) ( 1| 1) ( ) ] k k k k k k k k k k k k k K n P n n H n H n P n n H n P n n H n H n P n n H n σ σ − − = − ⋅ − + − − ⋅ − − + (3.19) 4. 將(3.17)帶入更正方程式可得方程式(3.20) ˆ 2 ( | 1) ˆ ( | ) ˆ ( | 1) ( )[ ( ) ( ) exp( )] ˆ 2 ( 1| 1) ˆ = ( 1| 1) ( )[ ( ) ( ) exp( )] k k k k k k k k k k k n n n n n n n K n r n y n j N n n n n n K n r n y n j N π ε ε ε π ε ε − = − + − − − − − + − (3.20)

P n n_i( | )= −(I K n H n P n n_i( ) _i( )) ( |_i − = −1) (I K n H n P n_i( ) _i( )) (_i −1|n− (3.21) 1) 當有上列方程式之後就可以利用 EKF 演算法進行遞迴過程，首先假設頻率 偏移量固定在正負ε_max範圍內，所以在遞迴過程中估測出一個新的頻率偏移量時 如果超過ε_max時就會將他的值設定為ε_max如方程式(3.22) max max max max max max , if x> ( ) if x - if x< g x x ε ε ε ε ε ε ⎧ ⎪ =_⎨ ≥ ≥ ⎪− − ⎩ (3.22) 接下來將利用 5 個步驟去描述 EKF 演算法的遞迴過程， 傳統 EKF 演算法 1. 初始化:因為是從 n=0 開始，所以由上面算式可得知必須先將P_k( 1| 1)− − 、 ( 1| 1) k ε − − 和 2 k σ 初始化。 2. 算出 Kalman 增益: K n_k( )= (P n_k −1|n−1)H n_k*( ) [⋅ H n P n_k( ) _k( −1|n−1)H n_k*( )+σ_k2]−1 (3.23) 3. 估測出下一個頻率偏移量: ˆ ( | ) =g ˆ ( 1| 1) Re ( )[ ( ) ( ) exp( 2 ˆk( 1| 1))] k k k k k n n n n n n n K n r n y n j N π ε ε ⎧_⎨ε − − + ⎧_⎨ − − − ⎫_⎬⎬⎫ ⎩ ⎭ ⎩ ⎭ (3.24) (3.24)中的 Re 代表取實數，因為估測出來的頻率偏移量是不會有複數的，而 g(x)則是要限制頻率偏移量均在系統設定的最大頻率偏移量範圍內。 4. 算出最小平均平方差:

P n n_k( | )= −(I K n H n P n_k( ) _k( )) _k( −1|n− (3.25) 1) 5. 繞回圈:如果 n<2N-1 則回到第 2 式並且 n=n+1。 在經過 2N 次的遞迴之後，我們將 ˆ (2ε_k N−1| 2N− 的估測值當作系統估測的第 k1) 個使用者的頻率偏移量 ˆε_k。由模擬可知傳統的 EKF 演算法可以有效的估測出上 傳 OFDMA 系統每個 RMS 的頻率偏移量，且經由模擬可知在 802.16e 上可估測 的範圍是在正負 1 範圍內。如前文所知估測效能會被多用戶干擾影響，所以接下 來利用多用戶干擾消除機制來提升系統的估測準度。 估測方塊圖 ( ) k r n ( 1| 1)εk − − ( | ) k n n ε 產生 Kalman 增益 方塊圖 產生 最小平均平方差 1 Z− ( 1| 1) k P n− n− P n n_k( | ) ( 1| 1) k P − − ( ) k k n 圖 3.3 傳統 EKF 演算法遞迴過程圖 ( 1| 1) k P n− n− * ( ) k H n H n_k( ) 2 k σ inverse

⊗

( ) R n 1 ( ) R− n Kalman gain

○

∑ ( ) k k n