電動汽車電力轉換系統技術與應用趨勢

1. 緒　　論

1.1. 電動汽車電力系統的市場規模

電動車對電池與電源供應器以及電源管 理晶片帶來的商機將會有多大呢？我們可以自 臺灣電源供應器和電池模組產業(總年產值約 六千億臺幣)較熟悉的筆電電池來和電動車的電 池市場規模做一比較。

如表1.1所示，2013年全球電動車的電池容 量市場規模約是筆電電池的90%。而根據電動 車產業分析師的預估，2020年電動車電池容量 市場規模將成長到73 GWh。相較於近年來不再 成長的筆電市場，2020年電動車電池的市場規 模會是筆電電池的9.7倍之多。

而與電動車電池市場同步成長的是電池管 理系統，大功率車裝充電器，大型驅動馬達，

大功率逆變器，車裝數位電子，駕駛人輔助系

統，各式電源供應器，及相關的電源管理晶 片。

2020年也不過6年之後。但衡諸於臺灣電 源供應器和筆電電池模組產業對電動車的投資 現況，似乎還跳脫不了消極地等待OEM代工機 會。臺灣過去在鎳氫，鋰離子，和磷酸鋰鐵電 池的投資，至今尚缺成功的案例。但是這一波 電動車電力系統帶來的巨大商機，現在居世界 領先地位的臺灣電源供應器，電池模組產業，

居世界第二位的臺灣半導體與IC設計產業，勢 必絕對不容錯過。註：據報導，Tesla在2015將 擴充到年產量十萬輛的規模。

1.2. 電動車電力系統與電源管理晶片

目前電動車的驅動馬達主要有兩種：永磁 式無刷直流馬達，和感應馬達。圖1.1(a)顯示一 個典型三相永磁無刷直流馬達的轉子與定子的 結構；圖1.1(b)顯示其等效電機線路。圖1.2(a)

Volume 2, No. 1, March 2015, pp. 15-37

電動汽車電力轉換系統技術與應用趨勢

劉光華

摘　要

在2013年，全世界總共銷售了1百40萬輛油電混合車及純電動車，但預期將成長至2020年的6百 60萬輛。電動車的主電池容量自豐田Prius Plug-in Hybrid裝置的4.4 kWh，一直到Tesla Model S的85 kWh，遠遠超過一台筆記電腦的50 Wh。電動車的馬達驅動功率自豐田Prius的27 kW，日產Leaf的 80 kW，一直延伸到Tesla Model S的270 kW。此快速成長的電動車產業與其對高性能的電池管理系 統，馬達逆變器與速度控制，及各式電力電子應用的鉅大需求，將對電源管理晶片的設計工程師及 企業，帶來前所未有的技術挑戰及百年僅見的商機。本文針對電動車使用之大功率電力轉換系統及 電源管理晶片的關鍵技術進行探討，並提出幾項有效解決方案。

關鍵詞：電動車、切換式電源供應器、電源管理晶片、功率因數、無刷直流馬達

收到日期: 2014年10月01日 修正日期: 2014年11月30日 接受日期: 2014年12月04日

1 臺灣科技大學電機系兼任教授

*通訊作者, 電話: 02-2737-6685, Email: kenliugmi@gmail.com

則顯示一個典型三相繞組轉子式感應馬達的轉 子與定子的結構；圖1.2(b)顯示其等效電機線 路。

純電動車的電力系統結構較油電混合車簡 單，沒有內燃機引擎(internal combustion engine) 及油箱，但是電動機及主電池的容量比油電混 合車要多出五到二十倍。純電動車的馬力與加 速性能可以比美超級跑車。但是其主要缺點是 電池的續航力較不足，充電時間也比較久。

圖1.3顯示日產的純電動車Leaf的電力系 統。驅動馬達為額定80 kW (108馬力)的永磁無 刷直流馬達。主電池則為24 kWh的鋰離子電

池。電源管理晶片主要是用於 (1) 驅動馬達的 直流變頻逆變器(inverter) 80 kW及能量回收剎 車轉換器；(2) 主電池至輔助電池充電器，約 2 kW；(3) 車裝交流轉直流充電器， 額定3 kW (120 Vac輸入)或6 kW (220 Vac輸入)。

油電混合車的電力系統結構較為複雜。圖 1.4顯示豐田汽車的Hybrid Synergy Drive的電 動機系統由MG1 (motor- generator machine)及 MG2組成。3 kW的MG1是擔任ICE內燃機引擎 (110 hp)的起動馬達，並在行駛中改成發電機對 1.3 kW主電池充電(Plug-in Prius = 4.4 kWh)。27 kW的MG2則提供市區行駛主要驅動動力，其 表1.1.　電動車電池市場規模的比較

Notebook PC Hybrid car Pure EV PHEV 2013 global sales 150 M 1.2 M 112 K 94 K

平均電池容量 50 Wh 1.5 kWh 40 kWh 5 kWh

電池容量市場規模 7.5 GWh 1.8 GWh 4.5 GWh 0.47 GWh 2020 global sales 預估 150 M 3.6 M 1.5 M 1.5 M 電池容量總市場規模 7.5 GWh 5.4 GWh 60 GWh 7.5 GWh

註:

1. 本文中電動車EV是包括(1)純電動車Pure electric vehicle, PEV；(2)油電混合車Hybrid electric vehicle, HEV；(3)可充電油電混合車Plug-in HEV, PHEV。

2. 全世界2013 Pure EV銷售11.2萬輛(Nissan Leaf = 4.75萬輛，GM Volt = 2.83萬，Tesla Model S = 2.22萬)；PHEV銷售9.4萬輛(Prius PHEV = 2.3萬)；HEV銷售120萬輛(Prius HEV = 37.8萬)。

3. Tesla Model S的電池容量有二種等級：標準款為60 kWh (使用225 kW馬達)；高性能款為85 kWh (使用270 kW或310 kW馬達)。310 kW馬達車款，0到100 kM/H加速時間只要4.2秒，贏過Porsche Panamera的6.0秒。

(資料來源: 作者製作)

S1 S2

C2 B2

A2

C2 B1

B3 C3

A4

B4 C4

N N

S S

(a) 轉子與定子的結構(機械橫切面) (b) 電機線路示意圖(轉子與旋轉磁場的同步) 圖1.1　三相永磁無刷直流馬達

(資料來源: 作者繪製)

(a) 轉子與定子的結構(機械橫切面) (b) 電機線路示意圖(轉子與旋轉磁場的同步) 圖1.2　三相繞組式轉子感應馬達

(資料來源: 作者繪製)

A

B C

ĭaĭb

ĭc Slip

Rings External Rheostat A1

C2 B2

A2

C2 B1

A3 B3

C3

A4

B4 C4

Wound rotor with slip rings _khl0901 Rotor with

3-phase windings

Stator with 12 poles and 12 sets of windings

From 6-switch inverter

圖1.3　純電動車的電力系統 (Nissan Leaf) (資料來源: 作者繪製)

BLDC80kW Fixed

GearRatio Front

wheel

Inverter- Regen. Brake

12V Aux.

Battery DC-DC

Converter

1 2

HV Battery 24 kWh

Front wheel

KHL 9-1

圖1.4　油電混合車的電力系統 (Toyota's Hybrid Synergy System) (資料來源: 作者繪製)

27kWMG2

Carrier

Sun gear

MG13kW ICE

Ring Gear

Silent chain Final Gear Front

wheel Inverter-

Regen.

Brake 12V Aux.

Battery

DC-DC Converter

Inverter- Charger

1 2 3

HV Battery

HEV = 1.3kWh PHEV = 4.4kWh

Khl 2014-8-8

Front wheel

能量回收型剎車可以將汽車的慣性動能轉成電 能，回收之後儲存至主電池。在加速與高速行 駛時，MG2及ICE兩者並聯運轉，提供最大的 系統動力(total 100 kW)。

表1.2列舉電動汽車電力系統的組成及電源 管理晶片的需求。

1.3. 交流變頻與直流變頻

在空調及家電領域，使用永磁式無刷直流 馬達和直流變頻的市場趨勢幾乎是銳不可擋。

主要原因是單相鼠籠式的感應馬達在低轉速時 效率很差。比方說，一台傳統的三段轉速交流 風扇，在最大風量時耗電35 W。當調到最低風 量時，實測耗電居然還要30 W。但是使用永磁 式無刷直流馬達，調到同樣最低風量時，只要

2.4 W。

但是在電動車的領域，交流變頻與直流變 頻都有其支持者，目前還看不出來哪種技術會 主導未來的電動車馬達市場。當然，以Tesla為 首的交流變頻採用的是高性能的三相繞組式感 應馬達，而不是家電用的單相鼠籠式馬達。以 目前Tesla Model S以及原先的Roadster的實測性 能，感應馬達顯然在各方面都很有競爭力。而 日系車廠，因為日本一向掌握先進的永磁式馬 達的磁性材料技術，幾乎都屬於直流變頻的陣 營。表1.3為感應馬達與永磁式無刷直流馬達的 各項比較。

1.4. 電池系統技術趨勢

表1.4顯示電池化學形式與價格趨勢。鋰離

表1.2　電動汽車電力系統的組成及電源管理晶片的需求

項目 電源管理晶片的需求

1 主電池: 鋰離子，鎳氫，或磷酸鋰鐵電池 Nisan Leaf = 24 kWh (172V)

Tesla Model S = 60 kWh or 85 kWh (356V) Prius PHEV = 4.4 kWh (273.6V)

電池管理系統BMS晶片組

電池模組平衡控制晶片battery cell balancing IC

2 副電池(鉛酸電池) 12V或24V

-- 小型車車裝電器目前還都是以12V供電；

卡車及巴士以24V供電

Alternator (交流發電機) 穩壓控制IC (提 供150 to 200 Amp charging power)。但 alternator 可能會逐漸被DC-DC converter (直流轉直流轉換器) 取代

3 車裝交流充電器(約2 kW ~ 8 kW)

Nissan Leaf: 3.3 kW (120Vac) or 6.6 kW (220Vac) AC-DC (交流轉直流)充電控制IC 多相交錯式功因改善控制IC 大功率DC-DC converter控制IC 4 無刷直流驅動馬達(brushless DC motor)

Nissan Leaf = 80kW；Prius = 27 kW 感應驅動馬達(induction motor) Model S = 225 kW, 270 kW, 310 kW

無刷直流馬達變頻控制IC 感應馬達變頻控制IC

5 能量回收型剎車系統 regenerative brake system 能量回收型剎車控制IC (可以與第4項結 合)

6 主電池至副電池充電器

(驅動馬達可以取代起動馬達，alternator也可以省 去，以降低全車重量)

大功率DC-DC converter PWM IC

註：傳統alternator功率約在1.8 kW (12V, 150A)

7 觸控儀表盤，車裝數位電器, GPS，駕駛人輔助系統 (倒車雷達，避撞雷達)，行車紀錄器，娛樂系統的 電源供應器

各式電源供應器所需之DC-DC轉換器 PWM IC

8 空調系統 -- 高效率化 直流變頻空調及風扇控制IC

9 LED方向燈，剎車燈，晝行燈，頭燈 LED燈驅動IC，自動感光調光.

10 車裝小型馬達(長時運轉者為雨刷馬達) 電動椅座，電動門，電動窗

各式小型馬達驅動控制IC

(資料來源: 作者製作)

子電池因為儲能密度高，重量輕，已成為電動 車電池的主流。但是目前單價仍舊偏高，若能 降到$100/kWh，則市場潛力就可以全面發揮。

表1.5顯示純電動車，油電混合車，可充電油電 混合車的典型電池系統容量與充電方式。

2. 電動車切換式電源供應器

用於電動車的切換式電源供應器switch- mode power supply (SMPS)和電池模組，以及使 用的電源管理晶片，自設計技術的觀點而言，

和筆記電腦電源系統很類似。最大的差異點是 前者電源功率高出數十倍甚至數百倍。以充電 器為例，車裝AC-DC充電器功率達到2 kW~8

kW。此等大功率SMPS技術層次較60 W左右的 筆電充電器更為困難。

此外，電動車的電源供應器和電池模組所 需之實驗設備，元件，材料，安全規範，操作 溫度範圍，可靠度等等要求，通常也比電腦電 源更為嚴苛。

2.1. 切換式電源供應器基本原理

電源供應器或者交流轉直流轉換器主要功 能是將一個電源電壓轉換成另一個電壓提供負 載使用。真空管時代的電源供應器主要是用60 Hz矽鋼片變壓器構成。矽鋼片變壓器上有兩套 繞組，可以用適當的匝數比將110V交流電壓 轉成較低壓的交流電壓，再用一個橋式整流器 表1.3　感應馬達與永磁式無刷直流馬達的比較

感應馬達 永磁式無刷直流馬達

結構 轉子結構簡單，成本較低

耐用，少故障

相當耐用，少故障

關鍵材料 只用到大宗的銅，鐵，鋁 稀土族磁鐵技術日本獨步全球；

但稀土族礦砂掌握在中國大陸，

成本較高。

效率 一般而言效率較低，尤其是鼠籠式轉

子，在低轉速時會發熱。

通常較高

功率因數 最高功因只有0.85 可達1.0

磁場調整 磁場強度可以控制(B = k*V/f). 在低轉速 時，可以藉由提高輸入電壓以增加磁場強 度及轉矩。 在高轉速時，可以減少磁場 強度及渦流損。

永磁式轉子結構，磁場強度不能 調整，不適合做為車裝發電機 用。

起動轉矩 較低。但三相繞組式可以藉增加磁場強度

來增加起動轉矩。

高

變頻器設計 複雜度高，設計技術交流少，不易傳承精

進。

複雜度較低，設計技術交流較 多，較易傳承精進。

速度控制必要資訊 只需要偵測轉速 需要偵測轉軸角度及轉速

採用廠商 Tesla Motor，裕隆Luxgen Toyota，Nissan日系車廠都是 (資料來源: 作者製作)

表1.4　電池化學形式與價格趨勢

儲能密度(Wh/Kg) 成本(USD/kWh) 主電池應用 鉛酸電池 SLA 35 ~ 50 ~$250 Fork lift，golf cart

鎳氫電池 NiMH 50 ~ 80 ~$500 HEV，PHEV

鋰離子電池 LiIon 100 to 200+

Nissan Leaf =140 ~$200 (Tesla目標

2020降到 $100) PHEV, PEV (資料來源: 作者製作)

和一顆電解電容轉成低壓的直流電壓給負載使 用。

但是操作在60 Hz交流電壓所需的矽鋼片變 壓器和電解電容體積大，笨重，成本又高。所 以自從BJT功率電晶體在1970年代出現，功率 MOSFET在1980年代商用化之後，切換式電源 供應器(switching mode power supplies)就逐步取 代60 Hz變壓器所組成的線性電源供應器。

切換式電源供應器的基本操作原理，是用 一顆功率電晶體(或power MOSFET)串接一個 鐵氧鐵心(ferrite core)所組成的高頻變壓器，將 一直流電壓用一個高頻率(通常操作在50 kHz到 300 kHz)切成方波電壓。此方波的電位在0V和 Vin兩者間切換，並透過變壓器，轉換成另一電 壓準位的二次側方波電壓。此二次側方波電壓 再經過整流與濾波，就變成一個穩定的低壓直 流輸出電壓。

切換式電源供應器有幾個其他名稱。如 果輸入電壓是50 Hz或60 Hz市電(utility AC power)，此電源供應器按照安全規範，必須使 用變壓器提供隔離(isolation)，以防止使用者 觸電。這種就通稱交流轉直流轉換器(AC-DC converter)。但如果輸入電壓已經是48V以下低 壓直流，這種就通稱直流轉直流轉換器(DC-DC converter)。除特別情況之外，直流轉直流轉換 器通常不用變壓器，而只用成本較低的電感。

切換式電源供應器的優點，除了操作在

高頻，可以減小變壓器，電感，電容元件的體 積；還可以利用脈寬調變pulse width modulation 方式來改變方波電壓的佔空比(duty cycle)，以 達到穩定的輸出電壓(voltage regulation)。

2.2. 電動車電源供應器效率的規範

電 動 車 的 電 源 供 應 器 的 效 率 可 參 照8 0 PLUS (已被列入能源之星Energy Star 4.0)電腦 電源的效率規範，如表2.1所示。實際上，在 EV中使用的各式直流轉直流轉換器，90%效率 是不難達到的。但是超過90%，每再改進1%的 技術挑戰就會愈來愈難。高效率的要求，一方 面要符合Energy Star將來對車裝電器訂出的用 電效率規範；另一方面也是電動車廠為了提高 巡航距離，必然要針對各種車裝電器的效率銖 錙必較的趨勢。

2.3. 直流轉直流轉換器線路拓墣

直流轉直流轉換器的線路結構，一般常用 的有以下三種拓墣(topologies)：

(a) Buck converter, Vo = Vin*D (b) Boost converter, Vo = Vin / (1-D) (c) Buck/boost converter, Vo = Vin*D/(1-D)

此處Vin為輸入電壓，Vo為輸出電壓，D為 duty cycle (占空比)。

而因為各國的電氣安全規範的要求，如果 輸入電源是50/60 Hz市電(utility ac power)，則 表1.5　電池系統容量與充電方式

純電動車

Pure EV 主電池容量 Nissan Leaf = 24 kWh; range = 121 km.

Tesla Model S = 60 kWh or 85 kWh; range = 270 km or 426 km 主電池充電方式 無引擎，故無發電機。依靠AC-DC充電器 2-5 kW

副電池容量 約0.5 kWh

副電池充電方式 部分車種沿用alternator發電機方式。預計多數將改為自300V主 電池對副電池的DC-DC converter充電器。容量約1 kW.

油電混合車

HEV 主電池容量 Prius 3^rd Gen. = 1.3 kWh. Prius PHEV = 4.4 kWh

主電池充電方式 MG1為主流。此發電機由引擎帶動，容量2 kW ~ 5 kW 副電池容量 約0.5 kWh

副電池充電方式 部分車種沿用16V alternator發電機方式。

(資料來源: 作者製作)

必須使用變壓器提供隔離。還有如果輸入電壓 和輸出電壓差別很大，或者要自單一輸入電壓 轉成多組不同的輸出電壓，都可以採用隔離型 轉換器拓墣。

隔離型轉換器拓墣則有自buck converter加 變壓器衍生的順向式轉換器 forward converter，

如圖2.1(a)所示；自buck/boost converter加變壓 器衍生的返馳式轉換器flyback converter，如圖 2.1(b)所示。而順向式轉換器可以再衍生出：

推挽式push-pull converter；半橋式half-bridge converter；全橋式full-bridge converter。

而 在 高 頻 率 操 作 時 為 避 免 造 成p o w e r 表2.1　80 PLUS 效率標準(電腦電源效率及功率因數的規範)

115 Vac 230 Vac

10% 20% 50% 100% 10% 20% 50% 100%

Bronze銅牌等級 82 85 82 81 85 81

Silver 銀牌等級 85 88 85 85 89 85

Gold 金牌等級 87 90 87 88 92 88

Platinum白金等級 90 92 89 90 94 91

Titanium鈦金等級 90 92 94 90 90 92 96 91

註: 各等級的功率因數必須在100%負載測量條件下，高於0.90。金牌以上等級，在50%負載與20%

負載也要維持高於0.90。白金等級的伺服電腦電源必須有高於0.95的功率因數。

(資料來源: 作者製作)

圖2.1　線路拓墣與變壓器使用效率

(a) 順向式轉換器 (b) 返馳式轉換器 (CCM) (c) 全橋轉換器 (資料來源: 作者繪製)

(c) Full-Bridge Converter Vout = (n2/n1) *Vin*D

(b) CCM Flyback Converter Vout = (n2/n1)*Vin*D/ (1-D)

H = N*I/ Ɛ

B = ĭ/Ae B

B

H

H Vout

Vin

(a) Forward Converter Vout = (n2/n1)*Vin*D

Vout

Qa Qc

Qb Qd

Qe Qf

Lo1

Lo2 Lk

n1 Vin

Vout

0 0

Qp

n1 n2

n2

Vin

Qp

n1 n2

MOSFET的Coss的損耗，以及rectifier的reverse recovery loss，自上述各種轉換器又再衍生出：

(1)零電壓切換zero-voltage switching [Liu and Lee, 1985] (2) 零電流切換zero-current switching (3)類諧振quasi-resonant (又稱valley switching) [Liu, 1986], [On Semi NCP1379, 2011] (4)串聯 諧振series resonant converter (包括近年來流 行的LLC converter)等技術[ST Micro L6599A, 2013]。

2.4. 電動車用電源供應器線路拓墣

電動車系統主要依據(1)高效率 (2) 高功率 密度(power density) (3)高可靠度reliability (4)低 量的電磁干擾EMI等各種準則，來選擇適用的 轉換器線路拓墣。

車裝數位電子的電源供應器基本上和筆電 使用的各型直流轉直流轉換器類似，輸入電壓 為副電池的12V，單一負載功率在100W以下。

電動車有幾項大功率的電源供應器，包括 交流轉直流充電器，主電池至副電池充電器，

能量回收型剎車系統，以及電池平衡線路。因 為是連接到180~400V主電池電壓，所以要選用 適合大功率及高電壓的線路拓墣。

順向式和返馳式轉換器通常被歸類為單 端轉換器single-ended converters，因為只用一 顆MOSFET開關，而且變壓器的磁通密度對 磁動勢曲線B-H loop trajectory只用到第一象 限。順向式轉換器的電壓增益公式為Vo = (n2/

n1)*Vin*D此處D為佔空比duty cycle。連續電流 模式(CCM)返馳式轉換器的電壓增益公式為Vo

= (n2/n1)*Vin*D/ (1-D). 註，在CCM返馳式轉換 器中的電感電流不復歸到零。也就是說，B-H loop trajectory不通過原點。

全橋及半橋轉換器都是自順向式轉換器 衍生而來，但通常被歸類為推挽式push-pull轉 換器，主要是因為用到兩組MOSFET開關，

而且變壓器的磁通密度對磁動勢曲線B-H loop trajectory用到第一和第三象限，如圖2.1(c)所 示。

全橋轉換器比半橋轉換器更能達到高功率 密度，低電磁干擾，最大的輸出功率等目標。

而且全橋轉換器有一種版本，稱為相位遲移式 全橋轉換器，可以在相當寬廣的負載範圍操作 在零電壓切換(zero-voltage switching)，大幅降 低切換損耗。再者，近年來發展的電流倍增線 路也可以簡化全橋轉換器二次側繞組的結構，

有助於提高效率並增加功率密度。

3. 車裝充電器的技術挑戰

車裝交流轉直流充電器目前的容量約在 2 kW至8 kW之間。而主電池至副電池充電器 約在1 kW上下。前者不但功率較高，而且除 了(a)高效率的要求，另外要同時滿足 (b)高 功因 (c)低電磁干擾EMI or Electro-Magnetic Interference。而此三種性能的改進，互相都有 牽連。後者功率較低，但是在行駛中長時間操 作，操作環溫也較高，所以對可靠度要求高。

而估算電源供應器的可靠度(MTBF mean time between failures)時，最關鍵的電路元件就是電 解電容。

一般而言，電解電容是最常用的濾波電 容，因為它的電容密度最高，單價也最低。

但是電解電容的額定壽命只有數千小時。電 源供應器欲達到高可靠度，則必須考慮 (1) 改 進效率，降低溫升。因為操作溫度每降10^oC，

電解電容的預期壽命就加倍 (2) 操作在高頻，

減少所需的濾波電容值 (3) 使用多相交錯式設 計，降低電流紋波，也可以減少所需的濾波電 容值 (4) 選用高可靠度的陶瓷電容，MPP電容 (Metalized Polypropylene Capacitor)，或者高品 質的電解電容。

若我們回到早期PC電源供應器的時代，

當時並沒有對功因要達到0.90以上的規範。所 以最簡單的電源供應器做法，就是在交流電源 經過橋式整流子之後，加裝一顆很大的高壓電 解電容，後級才是直流轉直流轉換器。此高壓 電解電容不但可以減少電壓紋波，還擔任維持

時間(hold-up time，通常定在20 ms)儲能元件的 角色。此外，高壓電解電容，還可以吸收後級 DC-DC converter所產生的電流紋波以及其孳生 的電磁干擾。但是加了大容量高壓電解電容之 後，功率因數就降到0.65左右，無法通過能源 之星的規範。

為了滿足近年來能源之星的雙90規範(90%

效率，90%功因)，電源供應器產業界的主要對 策就是在橋式整流子與直流轉直流轉換器之間 加入一個前級主動功因改善電路。一般而言，

現有的主動功因改善電路是可以有效改善中低 功率的PC電源供應器的功率因數。但目前通用 的功因改善電路控制IC技術不夠完整，忽略了 EMI濾波電容與寄生電容的二級效應，只單獨 考慮功因的改善，卻造成額外的效率損耗以及 電磁干擾的攀升。這些缺陷，在高功率的車裝 交流轉直流充電器會變成更嚴重的問題。表3.1 列舉了7項車裝充電器與車裝電源供應器的技術 挑戰。

3.1. 相位遲移全橋轉換器操作原理

如前所述，車用直流轉直流轉換器與電 腦用的直流轉直流轉換器的主要差異就在前 者的功率高達數千瓦。而高功率直流轉直流 轉換器的最理想的線路拓墣，業界普遍公認是 相位遲移式全橋轉換器Phase-shifted full-bridge converter。以下簡單說明其基本操作原理。

如圖3.1(a)所示，全橋轉換器的結構包括 四顆MOSFET開關，Qa, Qb, Qc, 及Qd. 控制IC 50，根據負回授產生的差異電壓 Error voltage，

對此四顆MOSFETs提供適當的PWM驅動訊 號。在傳統的全橋轉換器中，Qa和Qd構成一開 關組，Qb和Qc構成另一開關組，GDa和GDd對 Qa和Qd提供同相位的驅動PWM方波。換句話 說，Qa和Qd同步開，同步關。同樣地，Qb和 Qc同步開，同步關。

但是傳統全橋轉換器的同步開關方式，經 常會處於高電壓切換的狀況。因為高電壓和雜 散電容的存在，造成很可觀的切換損耗。為解 決MOSFET開關的切換損耗，自1980年代起，

諧振轉換器resonant converters，類諧振quasi- resonant switches技術[Liu, 1986]，以及軟切換 soft switching，波谷切換valley switching 等技術 逐漸興起。而軟切換應用在全橋轉換器就衍生 出相位遲移式全橋轉換器。

在相位遲移式全橋轉換器之中，Qa和Qd，

或者Qb和Qc不再同步開關，卻採用相位遲移 方式，讓此四顆MOSFETs在足夠的負載電流狀 況下，達到軟切換soft switching的效果。在相 位遲移式全橋轉換器之中Qa和Qb被稱為領先開 關leading switches。Qc and Qd被稱為落後開關 lagging switches。

圖3.1(b)顯示在重載狀況下，線路的操作 方式與波形。剛開始，Qa, Qc都導通。電流自

表3.1　車裝充電器與車裝電源供應器的技術挑戰

目標 規範

1 高效率high efficiency > 95% (DC-DC轉換器後級)

> 95% (主動PFC前級) 能源之星4.080 PLUS 2 高功因high power factor > 0.90 (AC-DC充電器) Energy star

3 低輸入電流諧波失真low THD

(total harmonic distortion) < 10% (AC-DC充電器) IEC61000-3-2

4 低電磁干擾low EMI EN55011

5 高功率密度high power density 高頻操作以減少電感與電容的 體積及重量

6 高可靠度(long MTBF) 50,000小時 MIL-HDBK-217F 7 耐高低溫(半導體元件) -40^oC to 125^oC (商用為0^oC to 85^oC)

(資料來源: 作者製作)

Vin經Qc，變壓器的n1繞組，諧振電感Lk，再 經Qa回到Vin.在T0時，時序脈衝CLK觸發，Qc 關斷。因為一次側電流I1對Qc (Qd)的Coss充電 (放電)，Vdy電位自Vin快速下降。在T1時，Qd 在Vdy=零電壓的狀況下導通。此時Qa和Qd兩 者導通，Vin電壓施加在變壓器的一次線圈n1 上。二次側線圈n2的上端電壓轉為正，Qe整流 子會關斷，I2自n2上端流經Lo1到輸出電容Co 及負載RL；再經過Qf流進n2的下端。註：I1包 括I2反射到一次側的成分，以及變壓器的激磁 電流magnetizing current, Imag。

在T2時，差異電壓Verr所決定的佔空比 duty cycle到期，Qa關斷。這時候I1已升到峰 值，Ipk. 接下來，電感性的I1電流對Qa (Qb)的 Coss充電(放電)，Vdx很快地降到零。在T3時，

Qb在Vdx等於零電壓的狀況下導通。接下來，

I1經過Qb (逆向)，Lk, 變壓器n1，Qd，回到Qb 源極循環。這期間，I2還是循原路徑流經Lo1進 入Co. 但是因為n2並無驅動電壓，所以I2及I1電 流會按照Vout/Lo2的斜率下降。

在T4時，時序脈衝CLK再度觸發，Qd關 斷。I1這時已降到最低點，Iva. 部分的Iva能量 會使得Vdy上升到Vin電位。在T5時，Qc在零電 壓的狀況下(Vdy = Vin)導通。二次繞組n2下端 電位跳為正，Qf關斷，Lo1電流不再經過n2，

改成通過Qe. Lo2電流原先通過Qf循環，現在改 道，自n2下端流出，經由Lo2, Co, Qe，再回到 n2上端流入。在T4到T5很短的時間內，I2迅速 反向，I1也同時很快地反向。

在T6時，佔空比duty cycle又到期，Qb關 圖3.1　(a)相位遲移全橋轉換器線路結構 (b)重載時波形 (c)輕載時波形

(資料來源: 作者繪製)

CLKI1,

(b) Heavy load waveforms

I1

VDx

VDy

I1, CLK

(c) Light load waveforms

Ipk

VDx

VDy

Tdset Qd-Qc ZVS (soft

commutation)

Qa Qc

Qb Qd

Qe Qf

Lo1

Lo2 Lk

n1 ControllerPSFB

Vin = 400Vdc nom.

Vout

Iva Ipk

Iva

Imag T0

T1 T2

T3 T4

T5

T3

T0 T4

Qa-Qb ZVS (soft

commutation) Qb-Qa ZVS (soft commutation)

Qc-Qd ZVS (soft commutation)

Qa-Qb ZVS (soft

commutation) Qb-Qa ZVS (soft commutation)

Qd-Qc ZVS (hard commutation) Qc-Qd ZVS (hard

commutation) T1

T6

T7

T5 T6

T7 I1

T8 T2 T8

I1 50

55

n2 Co

Cb

RL GDa

GDc

GDd GDb

(a) Phase-shifted full-bridge converter

I2 Iout

Vdy Vdx

Io1

Io2

斷，Vdx很快升至Vin電位。在T7時，Qa在零電 壓的狀況下導通。在T8時，時序脈衝CLK再度 觸發，Qc關斷，完成了一個切換週期switching cycle。

圖3.1(c)顯示，在輕載狀況下的主要波形。

可看到Qc和Qd兩者間的切換不再是軟切換。

因為在T1和T5時的I1電流降到低點，Iva. 儲存 在Lk的電感電流能量不足以達到對雜散電容 (Coss)的完全的充放電。所以 Qc和Qd的turn-on 瞬間，Vds並未降到零，造成一些切換損耗。

欲達到對雜散電容的完全的充放電，Iva的最小 值可由下列公式決定，

Iva (min) = 400V / Zr1

此處Zr1 = √(Lk/Coss)；Lk是為變壓器一 次側的漏感量。

[Badstuebner et al., 2009], [Chen et al., 1991],

[Linear Technology LTC1922-1, 2000], [Sabate et al., 1990], [Texas Inst. UCC28950, 2003], [Texas Inst. SLUA287, 2003], [Texas Inst. SLUA560B, 2010], [Texas Inst. SLUA107A, 2011]

3.2. 電流倍增器整流線路

圖3.2(a)顯示電流倍增器整流線路，3.2(c) 顯示中間抽頭式center-tapped二次側整流線路。

前者使用兩顆電感，但是二次側只有一個繞 組。此二次繞組可以雙向導通電流，在部分正 半周(Qa，Qd導通時)提供Io1的導通途徑；在部 分負半周(Qb，Qc導通時)提供Io2的導通途徑。

自變壓器的角度而言，單一的二次繞組結構簡 單很多。而中間抽頭式整流線路只使用一顆電 感，二次繞組分成n2a, n2b兩半，但是每一部分 都只單向導通電流。

圖3.2　 (a) 電流倍增器 (b) 總輸出電流紋波 (c) 中間抽頭二次繞組 (d) D < 0.5時輸出電流紋波 (e) D >

0.5時輸出電流紋波 (資料來源: 作者繪製)

D 0.5

Idc Irpl

Imax ǻI Imin

Io1 Io2

Iout Iout Qd onQa,

Qc onQb,

Qa Qc

Qb Qd

Qe Qf

Lo1

Lo2

Lk n1

Vin

Vout Io1

Io2

Io1

Io2 Io2

Io1

1 cycle

Duty is typically 0.25 to 0.45

(a) Current doubler

Qa, Qd on

Iout

Qa Qc

Qb Qd

Qe Lo

Lk n1

Vin

Vout

Qf n2a

n2b

(c) Center-tapped secondary winding

Iout

Qd onQa, Iout

Qc onQb,

(b) Current doubler ripple cancellation

(d) Center-tapped secondary winding Iout waveform when duty < 0.5

(e) Center-tapped secondary winding Iout waveform when duty > 0.5

Qc onQb, Qa, Qd on Qb,

Qc on

Qa, Qd on

Iout Qb, Qc

on Qa, Qd

on Qb, Qc on Cin

Co

Cin Co

n2

電流倍增器整流線的主要優點，是在兩顆 電感的電流紋波current ripple可以互相抵消大部 份。如圖3.2(b)所示，在Io1上升時，Io2是在下 降；而Io2上升時，Io1是在下降。因為輸出電 流Iout就是Io1和Io2的電流和，所以其合成紋波 會比兩者各自的紋波更小。若duty = 0.50時，

紋波就會完全抵銷。而在中間抽頭式整流線路 中，因為只有一顆電感，所以沒有交錯式紋波 抵銷的效果。圖3.2(d)和圖3.2(e)分別顯示，在 duty < 0.5，及duty > 0.5時，輸出電流的波形。

[T.I. SLUA323, 2004], [Wan, H., 2012]

4. 功因改善電路

4.1. 臨界模式與連續電流模式PFC

交流電力系統一向講究功率因數。功率因 數power factor的定義為PF = Pin / (Vrms * Irms) 此處中Pin為自交流電源抽取的有效功率real power. Vrms為交流電壓的根均方值(root mean square)，Irms為輸入電流的根均方值。使用交 流電源的電器如果功因不良，則交流電源會有 一些無效電流的額外負擔，造成電力傳輸系統 的導電損耗(conduction loss)。

美國能源之星對電源供應器節能的規範，

主要包括三部分 (1)效率 (2)功因 (3)待機功耗。

而歐盟發展的IEC61000-3-2規範，卻著重在電 流的高次諧波失真harmonic distortion的問題。

規定功因的要求比較單純，就只有一個數字，

例如0.90或0.95。而IEC61000-3-2對第二次元，

第三次元，一直到第40次元的諧波失真，卻需 要一個複雜的公式或圖表。雖然總諧波失真 THD (Total Harmonic Distortion)的單一數字，

例如THD < 10%，也可以用來做為參考規範，

但是正式測試報告還是要把所有40次元的諧波 失真費事地掃描一遍。

註：雖然功因PF和總諧波失真THD有相當 緊密的關聯性，但是目前為止，尚無一可通用 的換算公式。

電動機械(主要是各式感應馬達)基本上是 電感性負載，負載電流雖然還是正弦波形，但 是有一個落後相位(phase lag)。而改進電動機械 功因的傳統方案，是並聯一個高壓電容器以提 供領先相位(phase lead)的補償電流，這種方案 通常稱為被動功因 改善passive PFC。

而在早期切換式電源供應器，功因不良的 原因是由於橋式整流子之後直接連到一顆大容 量的濾波電容，造成輸入電流只有在相位角90^o 前後時導通。電流波形嚴重失真，其峰值比平 均值高出許多倍。功因只有約0.65，THD也嚴 重超標。

近年來切換式電源供應器改進功因的主要 方案是採用升壓型轉換器boost converter組成的 主動功因改善電路Power Factor Correction (PFC) circuit. 其基本操作原理，是利用升壓型轉換器 的特性，把90 Vac至265 Vac整流後的正弦波電 壓提升到400 Vdc，將能量儲存在一顆高壓電 容，Cb. 而且此升壓型轉換器經過高頻的PWM 調節，可以將輸入電流維持在與交流電壓同相 位的正弦波，大幅改進功因。

目前業界通用的主動功因改善電路分為兩 種，(1)連續電流模式 CCM (Continuous Current Mode) PFC, 如圖4.1所示；(2)臨界模式 CRM (Critical Mode)，又稱BDM (Boundary Mode) PFC，如圖4.2所示。兩者基本差異為前者是採 用closed-loop 方式，控制輸入電流跟隨輸入電 壓的正弦波形；而後者是採用open loop方式與 constant Ton的特性，讓輸入電流自然地跟隨輸 入電壓的正弦波形。

表4 . 1 為 兩 種 操 作 方 式 的 特 性 和 性 能 比 較。由此表可見，連續電流模式PFC比臨界模 式PFC有更多優點。但是前者有很難克服的 MOSFET開關的切換損耗，以及輸出整流子負 向恢復損耗。表面上，單相的臨界模式PFC似 乎缺點較多，但是這些缺點經過深入分析研 究後，都可以找出有效解決方案。在以下章 節中，將探討到幾種臨界模式PFC改進方案。

尤其是多相交錯臨界模式PFC，具備有成為大

功率功因改善電路的主流技術的潛力。[Huber et al., 2008, 2009], [Liu and Lin, 1989], [STM L6562, 2005],

4.2. 臨界模式 PFC電流波形失真

理 論 上 ， 臨 界 模 式PFC和連續電流模式 PFC都可以將功因修正到1.0的目標。但是因為 線路中有兩個電容元件，造成在高市電負載較 輕時，功因陡降，THD暴增。這兩個電容元件 為：(1) MOSFET開關的寄生輸出電容Coss；(2) 圖4.1　連續電流模式PFC功能模塊圖functional block diagram

(資料來源: 作者繪製)

圖4.2　臨界模式PFC功能模塊圖functional block diagram (資料來源: 作者繪製)

EMI濾波電容Cx (又稱X cap)。

臨 界 模 式PFC在每一切換週期始點，電 感電流完全放電到輸出電容Cb而降到零。在 MOSFET Q1導通之後，電感電流將按照dI/dt = Vin(θ) / L1的斜率上升。在Ton時，電感電流到 達尖峰。註：此處Vin(θ)為在相位角為θ時的輸 入電壓。

Ipeak (θ) = Vin(θ)* Ton / L1 --- Eq. (4.1) 基本上，Vin(θ)是市電的正弦波，Vin(θ)

= Vpk*Sin(θ)；Ton在一個市電週期中是固定 不變，電感值L1也是一個常數，所以電流峰 值Ipeak(θ)隨著Vin(θ)會自然地是正弦波。如圖 4.3(a)橘色鋸齒波所示之Iin波形。如果Iin忠實 地在0與Ipeak(θ)兩者間切換，則Iin的平均電流

將是峰值的一半，也是一個正弦波，如圖4.3(a) 灰色線所示。

但是由於寄生輸出電容Coss的存在，Iin不 會在0與Ipeak(θ)兩者間切換，事實上Iin會降到 負值。其原因是在當MOSFET Q1關斷之後，儲 存在電感L1的能量 0.5*L1*Ipeak(θ)2必須先對 Coss充電。等到Coss充到400V之後，D1才會導 通，多餘的電感電流能量，才會流入Cb. 但是 在Vin(θ)較低時，電感電流能量不足，無法將 Coss 充到400V，D1不導通。這時候，Ipeak 的 能量已轉成儲存在Coss的電位能量，Vpeak (θ).

Vpeak (θ) = Ipeak (θ) * Z1 --- Eq. (4.2) 此處 Z1 = √ (L1/Coss)

表4.1　臨界模式與連續電流模式PFC的比較

臨界模式 CRM PFC 連續電流模式CCM PFC 基本操作方式 MOSFET開關以constant Ton方

式操作

MOSFET開關以constant frequency PWM操作

正弦電流波形控制機制 控制IC中的差異放大器 (Error amplifier) 負責產生一個在交流 電源週期中不變的Ton

控制IC中的乘法器負責產生一個 正弦電流參考訊號，Iref. 而Iref = IAC*Verr / (Vipk)²

MOSFET開關的導通損耗

Conduction loss 電流為三角波形，導通損耗比

方波電流多33% 電流為方波形，導通損耗較低。

MOSFET開關的切換損耗

switching loss 多半在零電壓 ZVS，切換損耗 低

在400V高電位導通，切換耗損高，

卻很難改進。

輸出整流子負向恢復損耗

Diode reverse recovery loss 近於零 輸出整流子在電流高峰時被負向施 加400V的高電壓，所以負向恢復損 耗很高，也很難改進。

操作頻率範圍 在高輸入電壓220/230 Vac，負 載較輕時，操作頻率會高達數 百kHz，甚至超過1 MHz.

固定切換頻率，一般定在50 kHz到 200 kHz

最低功因發生點 在高輸入電壓 220/230 Vac，

負載 < 30%時，功因會滑落到 0.90以下。

在高輸入電壓220/230 Vac，負載

< 20%時，功因也會滑落到0.90以 下。

總諧波失真THD 由於Coss和Cx電容效應，在高 輸入電壓220/230 Vac，負載 <

50%時，THD會超過標準。

在高輸入電壓220/230 Vac，負載 <

40%時，THD會超過標準。

註: 世界各國的市電電壓，北美為120Vac/60Hz，臺灣110Vac/60Hz，東日本100Vac/50Hz，西日本 100Vac/60Hz. 其他世界各國，主要都是220Vac/50Hz，或者 230Vac/50Hz。在電源產業，100 Vac至120 Vac的市電電壓簡稱為低市電low line；而220 Vac至230 Vac的市電電壓簡稱為高市電 high line。

(資料來源: 作者製作)

接下來，Vpeak(θ)將對Cx2放電，經過 Toff2 = (π/2)*√(Lin*Coss)的時間，電感電流會 降到負向最低值，Ineg(θ)，

Ineg (θ) = [ Vpeak (θ) – Vin (θ) ] / Z1 若Vpeak(θ) < 400V --- Eq. (4.3)

Ineg (θ) = [ 400 – Vin (θ) ] / Z1

若Vpeak(θ) reaches 400V --- Eq. (4.4) 此負向電流的存在，造成平均電流和正弦 波的差異，也就是失真。失真的程度，和負載 電流的大小有關。圖4.3(a)顯示一個300W臨界 模式PFC在輸入電壓為110Vac，全載時的電流 波形示意圖。圖4.3(b)顯示在20%負載時的電流 波形。在圖4.3(b)中可見，負向電流的比例相 當明顯，藍色曲線也顯示，Vpeak(θ)要在θ大於 12^o之後才會超越 400V。

由Coss造成負向電流的效應，在低市電low line狀況下還不明顯。在20%負載時，功因通常 都還有0.95以上。但是在高市電狀況下，因為 Coss造成負向電流的效應，就可能讓功因陡降 到0.90以下。

圖4.4(a)顯示同一300W臨界模式PFC在輸

入電壓為220Vac全載時的電流波形示意圖。圖 4.4(b)顯示在20%負載時的電流波形。尤其是在 20%負載時，Vpeak要在θ大於26^o之後才會超越 400V。也就是說，在 [0^o, 26^o]，和[154^o, 180^o]兩 個區間，Iin平均值約為零。如果Iin導通角只剩 下約128^o，顯然功因也會降到0.90以下，THD 也會惡化。

另外一個嚴重的問題，是在高市電，低負 載的狀況下，在電源週期line cycle兩側的切換 頻率會上升約2到3倍。這可以自圖4.4(a)中的U 型曲線得知，在全載(300W)時切換頻率範圍約 在[48 kHz, 166 kHz]之間。自圖4.4(b)中的U型 曲線得知，在20%負載(60W)時切換頻率範圍增 加到[200 kHz, 500 kHz]之間。

4.3. 臨界模式PFC切換頻率過高

圖4.5(a)顯示，在低市電110 Vac時切換頻 率變化範圍較小。當負載為全載300 W時，切 換頻率範圍約在[30 kHz，47.6 kHz]之間。當 負載為20%，60W時，切換頻率範圍約在[135 kHz，198 kHz]之間。圖4.5(b)顯示，在高市電 220 Vac時切換頻率變化範圍較大。當負載為全 載300 W時，切換頻率範圍約在[48 kHz，166 圖4.3　(a) 輸入電流波形 110Vac, full load (b) 輸入電流波形110Vac, 20% load

Top curve = Ipk(θ); Mid curve = Iave(θ); Bottom curve = Ineg(θ); Saw-tooth curve = Iripple(θ) Vertical scale (a) = 1.0 A/Div (b) = 0.25A/Div. Horizontal axis = phase angle in degree.

(資料來源: 作者繪製)

kHz]之間。當負載為20%，60W時，切換頻率 範圍升高到[200 kHz，500 kHz]之間。

切換頻率太高，就造成額外的Coss切換 損耗，以及Ciss的閘級充電損耗(gate charge loss)。在計算輕載的效率時，分母的輸入功率 只有20%，這些額外的切換損耗很容易地使得 效率下滑到 80%以下。

如果負載進一步降到10%， 甚至無載的

狀況， 切換頻率顯然會超過1 MHz。所以近 年來的臨界模式PFC控制IC (包括FAN9611 and UCC28063)都提供限制切換頻率的機制。但是 單純的把切換頻率限制在一個固定的數值以 下，會讓臨界模式PFC操作在不連續電流模式 DCM，結果是功因和THD更不良。因此，克服 臨界模式PFC切換頻率過高的對策，不僅要將 最高頻率控制在500 kHz以下，也要保持臨界模 圖4.4　(a) 輸入電流波形220Vac, full load (b) 輸入電流波形220Vac, 20% load

Vertical scale = 0.5 A/Div. Vertical scale = 0.25 A/Div.

(資料來源: 作者繪製)

(a) 110 Vac (b) 220 Vac 圖4.5　臨界模式PFC切換頻率與負載電流之關係 (a) 110Vac (b) 220Vac Horizontal axis = Phase angle (degree). Vertical axis = Switching frequency (100 kHz) From top curve to bottom curve: 20% load, 40% load, 60% load, 80% load, 100% load

(資料來源: 作者繪製)

式ZVS的操作，並且改進Coss對PF和THD造成 的影響。

4.4. Ton倍增方案

如前所述，臨界模式PFC在高市電，低負 載時，效率，功因，和THD的性能會急速變 差。而常用的切換頻率限制的機制，並無法有 效解決功因和THD惡化的問題。本節介紹兩種 適應式adaptive Ton倍增方案。此兩種方案的 Ton會由控制IC針對當時的輸入電壓和負載電 流的即時狀況而自動調節。在一個交流周期之

內，Ton和頻率都不再是固定不變的。方案一 為Ton雙倍增，Ton(max) = 2*Ton (min)；方案 二為Ton三倍增，Ton(max) = 3*Ton(min)。

圖4.6(a)顯示原先臨界模式PFC (未加Ton倍 增)在220 Vac，60 W的電流波形與其他特性曲 線。圖4.6(b)臨界模式PFC加入Ton雙倍增的電 流波形與其他特性曲線。可以很明顯看到電流 導通角度自原先的128^o增加到約146^o。同時，

最高切換頻率也自500 kHz降到335 kHz。

圖4.7顯示Ton三倍增方案在220 Vac，60 W 的電流波形與其他特性曲線。電流導通角度再

圖4.6　(a) 220Vac, 60W, 未加Ton倍增 (b) 220Vac, 60W加2xTon倍增 導通角 = 128^o 導通角 = 146^o

(資料來源: 作者繪製)

圖4.7　220Vac, 60W加3xTon倍增, 導通角 = 156^o (資料來源: 作者繪製)

增加到約156^o。同時，最高切換頻率也再降到 293 kHz。

4.5. Cx造成的電流波形失真

如圖4.3所示，臨界模式PFC由於輸入電流 是鋸齒波形，紋波值很大，容易造成交流電源 的電磁干擾conducted EMI , and radiated EMI。

欲通過EN55011規範，一般都會在橋整前後各 加一顆X-capacitor。但橋整前的Cx1必須是交流 電容，雙向耐高壓。而橋整後的Cx2是直流電 容，只需要單向耐高壓，價格較低，所以要壓 制輸入電流的紋波，主要是依靠Cx2。

但是為了壓制低市電，重載時的輸入電 流的最大紋波，Cx2卻又造成在高市電，輕載 時功因和THD的惡化。圖4.8則以連續的電流 波形顯示Cx2造成的輸入電流波形的失真(a) 220Vac，150W；(b) 220Vac，60W. 註：Cx2的 phase-lead電流造成正弦波形左右不對稱，會產 生一些偶數次諧波失真成分。

4.6. 臨界模式主要缺點與對策

總 結 以 上 的 分 析 ， 臨 界 模 式PFC的主要 缺點是 (1) 輸入電流紋波太大 (2) 使用大功率 MOSFET，其寄生之Coss較大而造成電流波形 失真與THD惡化 (3) 因為電流紋波太大，必須 使用大容量Cx壓制，而Cx進一步造成在輕載時

輸入電流波形失真與THD惡化。

若仔細檢視，這些缺點的根本原因都源自 於臨界模式PFC輸入電流紋波太大。如果能針 對輸入電流紋波太大的特性找出對策，則大部 分缺點都可以迎刃而解。而多相交錯式臨界模 式PFC電路正是大幅度降低輸入電流紋波的優 越方案，這會在下一節中深入探討。

5. 多相交錯臨界模式PFC

5.1. 兩相交錯臨界模式PFC

圖5.1.顯示一個具有兩相交錯臨界模式功 因改善電路前級的ATX電源供應器。Q11，

L11，和Do11構成第一組臨界模式PFC的功率 電路。Q12，L12，和Do12構成第二組臨界模 式PFC的功率電路。此兩組PFC電路共用同一 個橋式整流子及EMI濾波器，也共用同一個 輸出電容Cb. PFC控制IC，則提供兩組constant Ton的驅動訊號。這兩組驅動訊號基本上是同 步，同樣脈寬，但是維持180^o的相位差(phase shift)，也就是說，以交錯方式操作(interleaved operation)。交錯操作的主要效果就是可以大幅 降低總輸入電流的紋波，並且可以減少EMI電 容Cx2的電容值，解決Cx2所造成的電流波形失 真的問題。

圖4.8　Cx2造成的電流失真 (a) 220Vac, 150W; (b) 220Vac, 60W Red = 負載電流; Blue = Cx2 電流; Black = 總輸入電流.

(資料來源: 作者繪製)

圖5.2.(a)顯示此兩相300 W交錯臨界模式 PFC在輸入電壓為110 Vac時的總輸入電流波 形。灰色曲線顯示輸入電流的平均值波形。這 和單相300 W臨界模式PFC的輸入電流的平均 值波形基本上是相同的。不過單相的電流紋波 的上緣是平均電流的兩倍，而下緣是近於零 (小量的負電流)。兩相交錯式的電流紋波的上 緣和下緣都向平均電流收縮。圖中淡橘色線顯 示電流紋波上緣和下緣的差額。紋波最大值約 是1.9A。這比單相300 W紋波最大值的約8.4A 降低了77%。圖5.2.(b)顯示此兩相300 W交錯 臨界模式PFC在輸入電壓為220 Vac時的總輸入 電流波形。值得注意的是電流紋波在Vin(θ) = 200Vdc時完全抵銷。紋波最大值約是1.4A。

這 比 單 相300W紋波最大值的約4.2A降低了 66%. [Fairchild Semi. AN-6086, 2009], [Fairchild Semi FAN9611, 2013], [Irving et al., 2000], [O’Loughlin, 2011], [T.I. UCC28060, 2007], [T.I.

UCC28063, 2011]

5.2. 三相交錯臨界模式PFC

在 兩 相 交 錯 臨 界 模 式PFC電路中，兩相 之間保持180^o的相位差。而在三相交錯臨界模 式PFC電路中，各相之間就要保持120^o的相位 差。在兩相交錯臨界模式PFC電路中，電流紋 波在Vin(θ) = 200Vdc時完全抵銷。而在三相交 錯臨界模式PFC電路中，電流紋波在Vin(θ) = 133Vdc或266Vdc時完全抵銷。圖5.3.(a)顯示此 圖5.1　一個具有兩相交錯臨界模式功因改善電路前級的ATX電源供應器

(資料來源: 作者繪製)

圖5.2　(a) 兩相交錯臨界模式, Vin = 110Vac (b) 兩相交錯臨界模式, Vin = 220Vac (資料來源: 作者繪製)

三相300 W交錯臨界模式PFC在輸入電壓為110 Vac時的總輸入電流波形。值得注意的是電流紋 波在Vin(θ) = 133 Vdc時完全抵銷。紋波最大值 約是0.7 A。相較於單相300 W紋波最大值的約 8.4 A 降低了92%。圖5.3.(b)顯示此三相300 W交 錯臨界模式PFC在輸入電壓為220 Vac時的總輸 入電流波形。值得注意的是電流紋波在Vin(θ) = 133 Vdc時和266 Vdc時確實完全抵銷。紋波最 大值約是0.4A。相較於單相300 W紋波最大值 的約4.2 A降低了91%。

5.3. 多相交錯PFC輸出電流紋波

多相交錯PFC對於降低輸出電流紋波的效 果就比較有限。由圖5.4(a)及圖5.4(b)顯示，三 相交錯臨界模式功因改善電路的輸出電流紋波 在Vin(θ) > 133V時，就不會降到零。而在Vin(θ)

> 266V時，總輸出電流紋波增加有限。

整體而言，三相交錯PFC的輸出電流紋波 會是單相PFC的1/3以下。對比於三相交錯PFC 輸入電流紋波可以降低91% 至92%，輸出電流

圖5.3　(a) 三相交錯臨界模式, Vin = 110Vac (b) 三相交錯臨界模式, Vin = 220Vac (資料來源: 作者繪製)

圖5.4　(a) 三相交錯臨界模式, 110Vac,全載 (b) 三相交錯臨界模式, 220Vac,全載 (資料來源: 作者繪製)

紋波只降低67%左右。但是多相交錯PFC的輸 出端本來就需要一顆容量約數百uF的Cb，吸收 電流紋波的能力自然比只有幾uF的Cx2高出很 多，況且Cb的大小並不會影響輸入端的波形失 真。

結　　論

近年來快速崛起的電動車產業, 將對電源 管理晶片的設計工程師及企業，帶來前所未有 的技術挑戰及百年僅見的商機。電動車使用之 大功率電力轉換系統及電源管理晶片的關鍵技 術在於如何達到 (1) 高效率 (2) 高功率因數 (3) 高頻切換 (4) 低電磁干擾 (5) 高可靠度等目標。

本文經由檢視電源轉換器發展歷史與功率元件 的特性，闡釋了自1980年代以來，諧振轉換 器，類諧振技巧，軟性切換，等一系列高頻高 功率技術，逐漸演進成為大功率電力轉換系統 及電源管理晶片的核心技術。

本文也針對適用於數千瓦等級的切換式電 源的最佳方案--相位遲移式全橋轉換器；數千 瓦等級功率因數改進電路的最佳方案--多相交 錯臨界模式升壓轉換器，介紹其操作原理並提 出幾項創新觀念與研發方向。

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The Technology and Market Trend of Power Conversion in Electric Vehicles

Kenneth H. Liu

ABSTRACT

The 2013 global sales of hybrid cars and electric vehicles have reached 1.4 M, and it is projected to grow to 6.6 M in 2020. The main storage battery in an EV ranges from 4.4 kWH (Toyota Prius PHEV) to 85 kWh (Tesla Model S), far above the 50 Wh of a typical notebook computer. The motor drive power in an EV ranges from 27 kW (Toyota Prius), 80 kW (Nissan Leaf) to 270 kW (Tesla model-S). The fast- growing EV industry and its demand for high power, high performance battery management systems, motor drive inverters, and various power electronics create unprecedented technical challenges and special market opportunity for power management IC solution providers and their business. This paper presents key design challenges and several viable solutions for power management ICs used in high power converters for electrical vehicles.

Keywords:

Received Date: October 1, 2014 Revised Date: November 30, 2014 Accepted Date: December 4, 2014

1 Adjunct Professor, Department of Electrical Engineering, National Taiwan University of Science and Technology

* Corresponding Author, Phone: +886-2-2737-6685, E-mail: kenliugmi@gmail.com