摘要
隨著照明技術不斷的進步，高強度與高流明的光源需求日益增多，
因此近年來複金屬燈驅動器之研製已成為相當熱門且值得研究的課 題，以期能為未來提供一個高品質的照明光源。本論文主要研究及實現 高強度氣體放電燈驅動器的電路架構，藉以瞭解傳統複金屬燈安定器之 工作原理與驅動技術，進而改良傳統驅動器中的降壓型電壓轉換器與橋 式變流器的電路，以形成新型的整合式兩級高強度氣體放電燈之驅動器 架構，並以微處理器作為系統電路的監控中心，以取代傳統驅動器中較 為繁雜的類比控制電路。本論文所實現的整合式兩級高強度氣體放電燈 驅動器，利用整合式電路架構與微處理器的技術，除了可達成驅動器的 元件減少與體積縮小的目的之外，同時可有效提昇系統電路的可靠度與 整體效能。
Abstract
As lighting technology being progressive all the time, the demands of high intensity and high lumen for light source have been increasing day by day. Recently, to offer a high-quality lighting of light source, the development of HID lamp drivers are looked at attentively. In this paper, the circuit architectures of HID lamp drivers are studied and implemented, so as to probe into the working principles and driving technologies of HID ballasts. The proposed novel architecture is to combine the Buck converter and the inverter of traditional ballast composes the integrated two-stage HID driver circuits. Furthermore, the microprocessor controller is used to replace the complex control circuit in the traditional lamp driver. Taking advantage of the technologies of integrated circuit and microprocessor, the components and volume of drivers is decreased. Moreover, the reliability and performance of system circuit for HID drivers is improved and increased.
目錄
摘要...i
Abstract...ii
誌謝... 錯誤! 尚未定義書籤。 目錄...iii
圖目錄...vi
表目錄...ix
第 1 章 緒論...1
1.1 研究動機與目的...1
1.2 HID 燈與其驅動裝置之未來展望...3
1.3 論文架構...4
第 2 章 HID 燈之特性及種類簡介...5
2.1 傳統燈泡發光原理...5
2.2 HID 之啟動和暫態特性 ...8
2.2.1 啟動特性...8
2.2.2 暫態特性...8
2.3 HID 燈之音頻共振 ...12
2.3.1 音頻共振...12
2.3.2 音頻共振之避免與解決方法...13
2.4 HID 燈泡 ...15
第 3 章 HID 燈電子安定器之架構簡介...18
3.1 傳統HID 電子安定器 ...18
3.2 兩級式HID 電子安定器 ...19
3.3 單級式HID 電子安定器 ...20
3.4 高壓點火電路...21
第 4 章 低功率高壓氣體放電燈驅動器之設計...24
4.1 設計原則與基本理論...24
4.1.1 傳統Buck 電路與 Boost 電路理論...25
1.降壓式轉換器(Buck converter)...25
2.升壓式轉換器(Boost converter) ...28
4.1.2 切換式直流至交流變流器...30
1.單相之半橋式變流器 ...31
2.單相之全橋式變流器 ...32
4.2 功率因數修正器之設計...33
4.2.1 功率因數修正器元件設計準則: ...34
第 5 章 低功率高壓氣體放電燈驅動器之實現...42
5.1 傳統高強度氣體放電燈驅動器...42
5.1.1 功率因數修正器...43
5.1.2 降壓式轉換器...45
5.1.3 降壓型轉換器之元件設計準則...46
5.1.4 全橋式變流器...55
5.1.5 類比回授控制電路...56
5.2 兩級式高強度氣體放電燈驅動器...60
5.2.1 功率因數修正器...61
5.2.2 直流至交流之降壓型轉換器...62
5.2.3 微處理控制器簡介...67
5.2.4 微處理器控制電路...70
5.3 保護電路...70
第 6 章 結論與未來展望...72
6.1 結論...72
6.2 未來展望...73
Reference ...74
圖目錄
圖1-1:不同運用場合所用之複金屬燈(資料來源:[1])...3
圖2-1:電光源自白熾燈技術革命後各類產品發展(資料來源:[1])...6
圖2-2:燈管端電壓、電流和功率控制程序(資料來源:[17])...11
圖2-3:燈管之暫態到穩態的阻抗曲線(資料來源:[17])...11
圖1-4：方波電壓和電流應用於氣體放電燈的波形(資料來源:[14])...15
圖2-5:Philips CDM-T 35W之外觀(資料來源:[25])...16
圖2-6:CDM-T 35W HID燈的暫態特性曲線(資料來源:[25])...17
圖3-1:傳統式高強度氣體放電燈架構...19
圖3-2:兩級式高強度氣體放電燈架構...20
圖3-3:單級高強度氣體放電燈架構...21
圖3-4:高壓點火電路...22
圖3-5:IsSpice模擬點火電壓波形...23
圖3-6:實際點火電壓波形(Scale:1/500V)...23
圖4-1:直流對直流轉換器系統(資料來源:[21])...25
圖4-2:降壓式DC/DC轉換器(資料來源:[21])...26
圖4-3:降壓式轉換器電路狀態(資料來源:[21])...27
圖4-4:降壓式轉換器之不連續導通模式(資料來源:[21])...28
圖4-5:升壓式直流對直流轉換器(資料來源:[21])...29
圖4-6:升壓式轉換器波形(資料來源:[21])...30
圖4-7:用於交流馬達之切換式變流器(資料來源:[21])...31
圖4-8:半橋式變流器(資料來源:[21])...31
圖4-9:單相全橋式變流器(資料來源:[21])...32
圖4-10:升壓式轉換器電路(資料來源:[20])...35
圖4-11:功率因數修正器簡化之方塊圖[20]...40
圖4-12：Boost PFC電流[20]...40
圖4-13:升壓型架構的功率因數修正電路及其控制器(資料來源:[16])...41
圖5-1:傳統高強度氣體放電燈架構...43
圖5-2:IsSpice模擬PFC輸入電壓與電流波形...44
圖5-3:傳統架構之輸入電壓與輸入電流波形...45
圖5-4:降壓型轉換器之等效電路...46
圖5-5:Buck轉換器電路...48
圖5-6:UBA2030T Pin5之輸出波形圖...50
圖5-7:L6561方塊示意圖...50
圖5-8:T點(Ch-1)與L6561_CS點(Ch-2)之波形圖...51
圖5-9:T點(Ch-1)與L6561_ZCD(Ch-2)之波形圖...51
圖5-10:T點(Ch-1)與L6561_Multi(Ch-2)之波形...52
圖5-11:IR2110方塊示意圖...53
圖5-12:LM2094內部示意圖...54
圖5-13:LM2904內部電路展開後之全貌圖...55
圖5-14:全橋式變流器之控制架構...56
圖5-15:HID control circuit...58
圖5-16:T點(Ch-1)與Buck converter的輸出(Ch-2:1/500V)電壓波形...58
圖5-17:T點(Ch-1)與Buck converter輸出(Ch-2:1/500V)電壓波形...59
圖5-18:T點(Ch-1)與Buck converter的輸出(Ch-2:1/500V)電壓波形...59
圖5-19:傳統架構之輸出電壓(Ch-1:1/500V)與輸出電流(ch-2)波形...60
圖5-20:二級高強度氣體放電燈架構...61
圖5-21:兩級高強度氣體放電燈架構的輸入電壓與輸入電流波形...62
圖5-22:電容C的充電漣波...64
圖5-23:直流至交流降壓變流器...65
圖5-24:兩級電路拓樸之電壓與電流波形...66
圖5-25:S1與S2的低頻方波訊號...66
圖5-26: PIC-12F629內部方塊架構圖... 67
圖5-27:控制介面方塊圖... 69
圖5-28:微處理器控制流程...71
表目錄
表 2-1:常用光源體特性比較(資料來源:[1]) ...7 表2-2: Philips CDM-T 35W隻各項額定值(資料來源:[25])...16
第1章 緒論
1.1 研究動機與目的
隨著人類科技能力與經濟的進步，佔了人類食、衣、住、行的另外 一項民生必需品即是能源需求。為了追求燈泡的更高效率、高演色性是 光源發展不變的方向。而近年來的發展方向除了發揮各種燈種之固有優 點外，也拓展其各方面之發展潛力。例如：使日光燈有更高的演色性及 效率發展、以較省電之電子安定器來搭配各種放電燈之發展、HID(High Intensity Discharge)燈之小型化以取代白織燈泡。傳統的燈泡有著在發光 效率上的不高和大部分的電能量都轉化為熱量等問題，因此可用複金屬 燈來替代傳統鹵素鎢絲燈來解決此問題。
高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge，HID)具有的優點：亮 度約是一般鹵素車燈的4倍(90流明比20流明)，讓白天清楚的視野能在
夜裡重現。其壽命因為沒有傳統鎢絲容易損耗的情形，較鹵素燈泡有長 達五倍的壽命。只需35W的電力，是鹵素燈所需55~65W的一半，且更省 電50%，大大減輕電力系統的負擔。更不會因泡水或有水氣因素而產生 爆裂的情形，而且其發光度強、體積小、壽命長及發光效率高等優點。
從以上的優點可見高強度氣體放電燈在未來的光源發展上將具有重要 的地位，亦可在發光環保的路上扮演重要的角色。HID光源中複金屬燈 的功率選擇性範圍大(18W-10KW)，其用途之廣泛包括：工業照明、汽 車照明、辦公室、商場、家庭、道路、運動場、景觀等照明，以提供高 效率、高品質的光源體，如圖1-1所示。
而要驅動HID燈管的電子安定器必須要仰賴電力電子的高頻切換技 術，讓HID燈管達到穩定的工作電壓與電流，並且使電子安定器的體積 與重量縮小、工作效率高、使用壽命延長、系統效率提升。因此本論文 的目的就是要實現出體積更小的電子安定器，並且將一般原有的類比回 授控制改換成數位控制器取代。
應用場合
商業照明
高功率 400W以上
中功率 100-400W
低功率
70W 50W 35W 35W以下
家庭照明
手提式高強度照明 太陽能儲電照明 一般汽機車頭燈 重點投射照明 電動汽機車頭燈 光纖照明 建築物戶外照明 高畫質電視 (HDTV) 投影電視 (Projector TV) 運動場夜間照明 道路照明
功率
圖1-1:不同運用場合所用之複金屬燈(資料來源:[1])
1.2 HID 燈與其驅動裝置之未來展望
從 1950 年開始，可以說是台灣的照明產業發展開始的一個時期 [1]，當時鎢絲燈泡的生產，一直發展到現在因應人力資源、市場需求等 環境因素的日新月異，加上綠色能源的推行趨勢，讓台灣在的照明產業 發展出其特有的型態，以順應中小企業為主的市場變化。根據行政院主 計處分類標準，照明產業大致上可分為照明燈具、控制元件以及電光源 三大部份，在電光源和照明燈上已經具總產值達新台幣375 億元以上，
其中產值為新台幣 32 億元是電光源，主要產品種類為螢光燈、汽車用
燈泡、白熾燈泡等，其中更以螢光燈平均年生產成長率約11%以上，由 此可看出國人對節約能源和燈泡品質的要求標準漸漸提高。然而在高照 度氣體放電燈(HID)等之製造設備與技術除台灣宕崎公司與工研院具有 複金屬燈之少量生產設備與技術外，台灣對於這方面的技術研發能力尚 在開發階段中，大部份之產品供應必須仰賴國外進口。未來在節能光源 體的發展除了以螢光燈為主以外，對於高效率HID 新光源體的研發實為 台灣照明產業。
1.3 論文架構
本論文架構分為六章:第一章為緒論，介紹研究之背景與發展現況，說 明本論文研究動機和目的。第二章為HID燈的種類及特性，介紹目前市 面上所常見的HID燈管及其工作特性與限制。HID燈的音頻共振(acoustic resonance)等問題與解決方法。第三章為簡介各種HID燈電子安定器之大 致上的分類與電路架構，及電路拓樸上優缺點等說明。第四章為設計複 金屬燈驅動器所需具備的理論基礎。第五章為低功率複金屬之實現。第 六章為結論與未來展望。
第2章 HID 燈之特性及種類簡介
2.1 傳統燈泡發光原理
在愛迪生還未發明燈泡以前的人類，當時的照明技術相當的簡單，
只是靠著點火把或是點蠟燭來照明，用以除去在黑夜中的所造成的不 變，直到白織燈泡的發明。照明光源技術的日新月異，開發出各類的照 明光源以符合各種場所的用途，如圖2-1所示。
熱輻射發光 燃燒發光 白熾發光
閃光燈 白熾鎢絲燈 鹵素鎢絲燈 氣體放電發光 超高壓氣體放電發光 起高壓水銀燈
毛細管UV汞燈 高壓氣體放電發光 水銀燈
高壓水銀燈 複金屬高壓鈉燈 氙氣 低壓氣體放電發光 螢光燈
低壓鈉燈 電磁燈(EL) 二極體燈(LED)
同調發光 雷射
電光源
圖2-1:電光源自白熾燈技術革命後各類產品發展(資料來源:[1])
早期的鎢絲燈來說，主要是電流通過玻璃球内部的鎢絲時，使其產 生高熱而發光。這種方式產生光亮度有限，而且鎢絲上鎢元素經過長時 間使用後，常因高熱而附著燈泡内部表面，逐漸遮蔽光源而變暗，最後 燈泡燒毀。
為了改善此現象，因而有了所謂鹵素燈泡推出，其基本構造跟鎢絲 燈泡沒兩樣，只是内部充填屬於惰性氣體的氣體，讓其受熱後的鎢元素 相結合成為鹵素化鎢，當氣體再次受熱後，會分解出鎢使其再度附著於 燈絲上，反覆循環便可減少鎢的消耗，大大地延長燈泡使用壽命。
HID燈管與一般燈泡的比較，一般有以下特性：1.燈泡的效率高，
可以降低照明電費和使用比較少的照明器具。2.壽命長，減少燈泡換新 次數，設備維護費可以減少。3.光源體積小，可配合反射片、透鏡等達 到控制光線的效果。
光源種類 光效率
（lm/W）
壽命
（k hrs）
色溫
（oK）
演色性
（CRI）
光衰
（%）
一 白熾燈 12-16 0.8-1 2700 100 ∼0
般 鹵素燈泡 20-25 1-3 3000 100 ∼0
光 省電燈泡 25-55 4-6 2700 85 20-40
源 PLC燈泡 65-95 6-8 2700 80 20-40
H 高壓鈉氣燈 45-110 16-24 2000 20 15
I 低壓鈉氣燈 80-150 14-18 1700 ∼0 ∼0
D 白色高壓鈉 35-55 10-16 2500 80 20
燈 複金屬燈 45-95 7.5-20 4000 80 20
高壓水銀燈 25-50 16-24 4000 36 35
表2-1:常用光源體特性比較(資料來源:[1])
2.2 HID 之啟動和暫態特性
2.2.1 啟動特性
高強度氣體放電燈(High Intensity Discharge，HID)也就是高強度弧 光放電燈，也是一般所說的氣體放電式燈泡。其工作原理就是在正、負 兩極處以不相接觸的情況，以極高壓通電方式而產生電弧達成發光作 用。大部分燈泡内部充填惰性氣體的Xenon，再透過精密安定器將數百 伏特(本論文為400V)電力瞬間提高至數千(3~5KV)伏特，激發管內的惰 性元素(氙氣)電子游離，在兩電極間行成一束超強電弧光持續發光，達 到最大亮度後，接下來再持續提供燈泡的額定工作電壓，所以稱之為氣 體放電式，其產生白色電弧光的亮度達到3000流明。
2.2.2 暫態特性
電子安定器應該遵循如圖2-2的特性曲線圖[1]，去確保燈管適合的 可預測操作狀態。由此圖我們可以看見燈管複雜的阻抗特性，因此需要 不同的控制模式和不同的時序控制來對應於不同狀態上的應用。從電子 安定器觀點來看，在操作分析上則有以下六點：
（一） Turn-on stage
在燈管裡頭的氣體尚未游離化之前，整個電子安定器在操作上像 是一個未接負載的情形。為了要從點火電路產生出高壓點火脈 衝，所以安定器在這一個階段需要供給一個持續不變的電壓，而 且必須維持數個milliseconds。
（二） Ignition stage
燈管可以被穩定的導通靠的是高壓脈衝，但是對於不同的複金屬 燈有不同的高壓脈衝條件或是高壓脈衝上升時間的選擇。但是點 火電路的最根本條件就是必須要產生高壓脈衝。
（三） Take-over stage
燈管電壓下降而燈管電流上升，亦即燈管等效阻抗迅速降低此 時，若無安定器發生作用，將會發生燈管電壓過低無法持續產生 放電電弧而熄滅或是燈管電流過高使得燈管或電路元件損壞之 情形發生，一但高壓脈衝打穿燈管內的氣體，則燈管的阻抗將會 大大地降低至數十或數百歐姆(不同燈管有不同的阻抗特性)。在 這個階段可以看出HID燈的阻抗特性為一負阻抗特性如圖2-2所 示，此時的燈管需要一個非常短時間的高電流來維持弧光放電。
而此弧光放電時間必須維持數百個microseconds。Take over電容 將會立刻預先充好電在導通和傳送注入電流，在高壓脈衝點燈之 後。
（四） Warm-up stage
燈管經過輝光放電後即進入輝光轉弧光過程，此時HID燈燈管溫 度逐漸上升，以利燈管內填充之氣體進行放電發光循環，當燈管 溫度達到循環所需溫度之熱平衡狀態時，燈管即進入穩定的弧光 放電狀態，在弧光放電之後，燈管隨著溫度上升有強烈的反應。
在穩定工作狀態下的燈管兩端電壓約75V，當尚未穩定時冷燈管 電壓約為20V。對於燈管適當的操作，這個階段是很有決定性的。
如果這個階段失敗的話，燈泡可能會在下一個高頻操作的階段熄 滅。
（五） Run-up stage
在這個階段的特性，弧光的轉變較難以從亮度上觀察出來，燈泡 需要較高的上升電流來防止燈泡的熄滅，當上升電流如果太大的 話，燈管內的電極有可能會熔化，燈泡端電壓慢慢的上升一直到 穩定工作電壓約75V，此階段所需要的時間約為2~3分鐘時間。
（六） Steady state stage
在6~12秒之後，燈管將進入穩定狀態，燈管穩定電壓隨著燈管固 有的特性，實際上的穩定狀態是75V，但是有+17V、-17V的誤差 範圍。讓燈泡操作在35W可以獲得最好的壽命性能，太高的功率 將會所害燈泡，例如縮短壽命或者是太低的工率將導致弧光的不 穩定，圖2-3所示為燈管的暫態到穩態的阻抗曲線。
圖2-2:燈管端電壓、電流和功率控制程序(資料來源:[11])
圖2-3:燈管之暫態到穩態的阻抗曲線(資料來源:[17])
2.3 HID 燈之音頻共振
HID雖然有高效率、高發光特性及壽命長等等的優點，但是也有缺 點，就是音頻共振(acoustic resonance)。高頻操作似乎是對HID電子安定 器是個良好的選擇但是卻也隱含著音頻共振的問題，因此是所有設計 HID驅動電路時所必須要面臨與解決的問題。
2.3.1 音頻共振
音頻共振一般來說最合理的解釋是一週期性變化的功率輸入至燈 管時，將使得燈管內的氣體產生振動[12]。如果燈管的特徵頻率剛好為 此一輸入週期性功率頻率的落點或是接近時，其所造成的氣體壓力波將 會在燈管內被產生。這些氣體壓力波在燈管內來回的反射與振盪，這個 結果會將原先的氣體壓力波共振出一個更大的振幅出現。而此時燈管內 原本的氣體放電路徑受到此共振出來的氣體而導致放電路徑的改變，進 而也將改變驅動燈管內部氣體的輸入源，所以燈管內的弧光放電也變的 非常不穩定。因此燈管的特徵頻率決定於燈管的幾何形狀、所填充的氣 體以及氣體的熱狀態變化參數(例如：壓力、溫度和氣體密度等)。
雖然調整燈管的幾何形狀並不能完全的消除音頻共振，但是調整燈 管的形狀的確可以減輕或改變音頻共振的頻率。音頻共振在圓柱形狀燈 管或是端點是圓形燈管上較扁平形狀燈管更容易產生。對於像小圓球形
狀的低功率的複金屬燈管來說，其共振頻率的頻帶寬將會擴大。當球型 燈管的半徑增加，共振頻率範圍也將隨之增加，這將導致弧光的不穩定 性也更容易發生。若增加水銀氣體壓力的話，也是同樣的會有此情況的 發生。此外，熱學狀態的參數將會隨著燈管年齡而改變，因此共振頻帶 寬度也一起改變及位移。
理論上，燈管的特徵頻率可以經由音波方程式、質能守恆定理、動 量守恆方程式、能量守恆定理、熱力學定律、狀態方程式等等來做出預 測。但是此系統方程式為非線性，因此眾多的參數與不固定的參數變化 使得上數之各種定理與方程式變的相當複雜、難解。
2.3.2 音頻共振之避免與解決方法
消除與避開音頻共振已經變成從事電子安定氣之研究的首要重點 解決方案，而要避開音頻共振的基本原則是：操作在非音頻共振頻帶或 者是減少某些關於燈管之特徵頻率的頻率能量。而目前已經有一些解決 的方法，茲分述如下[13][14][18]：
（一） 將頻率操作在音頻共振之範圍外
HID燈管的音頻共振頻帶是關係到它的幾何形狀、所填充的氣體 以及氣體的熱狀態變化參數，因此要找到特徵頻率以外的工作頻 率，始終是相當難以找到的。
（二） 提供低頻方波電流
因為在每個工作週期中，功率不會有瞬間的變化，因此燈管兩端 的功率為一定值，所以不會有音頻共振的產生。此種電路通常可 以 利 用 全 橋 或 是 半 橋 換 流 器(inverter) 再 加 上 脈 波 寬 度 調 變
（PWM）的控制技術來完成。音頻共振一般都發生在高頻(從數 千Hz到數百Hz)以下，所以燈管可以穩定在低頻(小於1KHZ)下操 作如圖2-4所示。本論文亦採用此法來避開音頻共振。
（三） 切換頻率或是相角的調變
在原有的弦波電壓上用一個較低頻率的訊號作為振幅的調變，使 燈管兩端帶有複合頻率的波形，讓輸出功率不受音頻共振的影 響，而且頻率不可過低，頻率過低將會造成燈管閃爍。它可以擴 展燈管的功率頻譜和較低的供應燈管的某種頻率，然而此種方法 並不是適用於全部的HID燈管種類。
（四） 提供高頻方波電流源
這是一個沒有功率波動的理想方波操作。但是這種理想的方波是 難以被製作出來，而且效率不是很高。
（五） 低頻操作
音頻共振一般都發生在高頻(從數千Hz到數百Hz)，若以一般的低 頻電子安定器加裝高壓點火電路則成本加高，但是卻沒有音頻共 振等問題發生。不過現在的電子安定器都是體積小、重量輕且效 率高，但都是操作在高頻才有這些優點的存在，若是操作在低頻 的話，這些優點將不復見。
（六） 超高頻操作
當操作頻率工作在超高頻，也就是操做頻率高於HID燈的音頻共 振頻域，將不會發生音頻共振。但是操作在這麼高頻的HID燈，
其發光效率將大大的降低， 頻率越高則切換損失也越高，電磁 干擾也越嚴重。
圖2-4：方波電壓和電流應用於氣體放電燈的波形(資料來源:[14])
2.4 HID 燈泡
本 論 文 所 採 用 的HID燈泡為Philips公司所生產的低功率CDM-T 35W規格。如圖2-5所示為其外觀，圖2-6為暫態特性曲線。
圖2-5:Philips CDM-T 35W之外觀(資料來源:[25])
表2-2: Philips CDM-T 35W隻各項額定值(資料來源:[25])
圖2-6:CDM-T 35W HID燈的暫態特性曲線(資料來源:[25])
第3章 HID 燈電子安定器之架構簡介
HID 燈電子安定器的電路發展，剛開始的電路拓樸一定全部都是以 類比元件所組成，漸漸才將微控制器應用至電路上，但是幾乎所有的電 路都包含有基本的轉換器及控制器，點火電路則包括在DC/AC 變流 器，至於每個部分的轉換器工作原理將在第4 章節中加以描述。
3.1 傳統 HID 電子安定器
一般HID 電子安定器的傳統電路拓樸可以分為四部分[2]:
A.AC/DC 功率因數修正器
B.DC/DC 降壓式轉換器 C.DC/AC 變流器
D.控制電路
此種傳統電路拓樸造成電子安定器體積無法縮小而且所用的元件數量 較多，導致元件成本的提高。
如圖3-1 所示:
圖 3-1:傳統高強度氣體放電燈架構
3.2 兩級式 HID 電子安定器
兩級式HID 電子安定器可以分為兩部分:
A.AC/DC 功率因數修正器或是 Flyback 轉換器 B.DC/AC 降壓式變流器或是 DC/AC 變流器
此兩級的電路拓樸中，有的是把 AC/DC 功率因數修正器與 DC/DC 降 AC/DC 功率因數
修正器
DC/DC 降壓式 轉換器
DC/AC 變流器
控制電路
壓式轉換器合併成為 Flyback 轉換器。或是將 DC/DC 降壓式轉換器與 DC/AC 變流器結合成為 DC/AC 降壓式變流器。因此相較於傳統電路拓 樸來說，改善了傳統電路的缺點。有關兩級電路拓樸的論文有[3]、[6]、
[7]、[8]、[14]，[15]，其電路架構如圖 3-2 所示。
圖 3-2:兩級高強度氣體放電燈架構
3.3 單級式 HID 電子安定器
單級電路拓樸已經是HID 電子安定器的最簡化電路，相較於傳統和 兩級電路式拓樸來說已經把電路的體積縮到最小而且元件成本也最 少。相關論文有[3]、[22]，其電路架構如圖 3-3 所示。
AC/DC 功率因數 修正器
或 Flyback 轉換器
DC/AC 降壓式 變流器
或 DC/AC 變流器
控制電路
圖 3-3:單級高強度氣體放電燈架構
3.4 高壓點火電路
高壓點火電路最主要的功能為在瞬間產生一個約數仟伏特的高壓 脈衝(視不同規格燈泡而定)，利用高壓脈衝通電方式而產生電弧，達成 發光作用，激發管內的惰性元素﹙氙氣﹚電子游離，在兩電極間行成一 束超強電弧光持續發光，達到最大亮度後，接下來再持續提供燈泡的額 定工作電壓。點火電路要產生的高壓的方法多種，有的是利用arc gap來 達成瞬間放電，或是利用SIDAC二極體來做到瞬間導通原理等同arc gap 一樣，另外也有利用倍壓電路的觀念來實現。
一直到目前為止的高壓點火電路可分為串聯方式與並聯方式兩 Dual fed BIBRED Inverter
控制電路
種，其中以串聯方式較為廣泛使用，原因是架構簡單容易實現，但是卻 受到專利的限制，未經授權不可隨意作為商品的使用。其缺點為變壓器 的二次側線圈必須承受燈管電流，因此損失較大，而且燈管兩端必須並 聯電容作為點火路徑。示意圖如圖3-4所示，圖3-5為IsSpice所模擬出來 的波形，圖3-6為實際電路所量測出的波形。
圖3-4:高壓點火電路
圖3-5: IsSpice 模擬點火電壓波形
圖3-6:實際點火電壓波形(Scale:1/500V)
第4章 低功率高壓氣體放電燈驅動器之設計
4.1 設計原則與基本理論
HID燈對電子安定器的基本要求[23]，如下所述:
1.能輸出足夠大的功率
2.提供足夠高的觸發啟動電壓 3.消除聲共振現象
4.能連續長時間點燃 5.具有完善的保護功能
6.對於電流諧波，射頻干擾，和電磁輻射具有足夠高的抑制能力
因此在學習與製作HID燈電子安定器時，所必須要具備的電力電子 理論將在之後的章節分別討論，以便在電路設計的過程中具有足夠的理 論基礎來瞭解系統之工作原理。
4.1.1 傳統 Buck 電路與 Boost 電路理論
DC/DC 轉換器廣泛的被應用於調整器的切換式直流供應器 [21]。
其典型DC/DC 轉換器系統的架構如圖 4-1 所示。
圖 4-1:直流對直流轉換器系統(資料來源:[21])
1.降壓式轉換器(Buck converter)
降壓式轉換器，其作用就是將比較高準位的輸入電壓轉換成較低準 位的電壓輸出[21]。圖 4-2 所示為提供純電阻性負載之降壓式轉換器，
其平均輸出電壓為
0 0
1 1
( ) ( 0 )
s s
T on T
on
o o d on d d
s s
V v t dt V dt dt t V DV
T T T
=
∫
=∫
+∫
= = (4-1) 其中 ons
D t
=T
Vo可以靠著調整工作週期ton/Ts來控制，而且Vo與控制電壓Vcontrol成 正比。
圖4-2:降壓式 DC/DC 轉換器(資料來源:[21])
圖 4-3 所示為電感電流為連續[iL(t)>0]在連續導通模式的操作波 形。當開關 ON 時，其等效電路如圖(a)，電感電壓vL =Vd −Vo為正，因 此iL呈線性上升。當開關OFF 時，二極體導通，等校電路如圖(b)，vL =−Vo
為負，iL呈線性下降。
(a) (b) 圖4-3:降壓式轉換器電路狀態(假設電流為連續):
(a)開關導通(b)開關截止(資料來源:[21])
此電路在穩態下，電感電壓一個週期的平均值為0，因此
0s 0on s 0
on
T t T
L L t L
v dt= v dt+ v dt=
∫ ∫ ∫
(4-2)(Vd −V to)on =V To( s−ton) (4-3)
o on
d s
V t
V =T =D (4-4) (4-4)表示對固定輸入電壓而言，輸出電壓與開關的工作週期比(Duty Cycle)成正比，與電路其他參數無關。
假如電感電流進入不連續區域，如圖4-4 所示。同樣利用電感電壓
一個週期之平均為零可得
∆1
= + D
D V
V
d
o (4-5) 其中D+∆1<1.0， 由圖4-4 知
Lpeak o TS L
i , =V ∆1 (4-6)
因此 2
1 ,
∆
= D+ i
Io Lpeak (4-7) 利用(4-6)知iL可得
1 1) 2 ( +∆ ∆
= T D L
Io Vo S (4-8) 利用(4-5)可得：
1
2 ∆
= D
L V
Io TS d (4-9)
圖4-4:降壓式轉換器之不連續導通模式(資料來源:[21])
2.升壓式轉換器(Boost converter)
圖4-5 為一升壓式轉換器電路，其輸出電壓高過於其輸入電壓[21]。
當開關ON 時，二極體逆向偏壓，輸入電能儲存於電感，負載電能則由
電容提供。當開關 OFF 時，負載被導入先前輸入及儲存於電感中之能量。
圖4-5:升壓式直流對直流轉換器[21]
圖 4-6 所示為電感電流為連續[iL(t)>0]的穩態工作波形。由穩態下 電感電壓一個週期的平均值為 0 可得
( ) 0
d on o d off
V t + V −V t = (4-10) 等號兩側除以Ts，可重新整理得
1 1
o s
d off
V T
V =t = D
− (4-11) 假設電路無損失，Pd =Po
d d o o
V I V I
∴ = (4-12)
(1 )
o
d
I D
I = − (4-13)
假設Vd及D固定，輸出的負載功率減少，因此轉換器將進入不連續 導通模式。圖4-6 比較在連續導通邊界與不連續導通模式之波形(其中Vd
及D為固定)。
圖4-6:升壓式轉換器波形:(a)在連續與不連續之邊界;(b)在不連續導通模式
利用電感電壓於一週期內之平均值為0 可得
( ) 1 0
d s d o s
V DT + V −V ∆T = (4-14)
1 1
o D
d
V V
∆+
∴ =
∆ (4-15)
1 1 o
d
I
I D
∴ = ∆
∆ + (4-16) 因為Id =IL，由圖 4-6(b)之iL可得
( 1) 2
d
d s
I V DT D
= L + ∆ (4-17) 將(4-17)帶入(4-16)可得
( ) 1
2
s d o
I T V D
= L ∆ (4-18)
4.1.2 切換式直流至交流變流器
切換式 DC/AC 變流器是用以將直流電源轉換成振幅與頻率均可調 之正弦式交流電源，圖4-7 為一典型交流馬達驅動之變流器方塊圖[21]。
圖4-7:用於交流馬達之切換式變流器(資料來源:[21])
1.單相之半橋式變流器
單相半橋式變流器如圖 4-8 所示，二個大小相同而且電容量非常大 的電容串聯於直流輸出側，此兩電容之電壓可以合理地假設為 Vd
2
1 ，因
此半橋式變流器與單臂變流器有相同之電路架構，輸出電壓為vo =vAo。
圖 4-8:半橋式變流器(資料來源:[21])
假設兩電容的端電壓相同，則不管開關之狀態為何，C+與 C-分流 相同，當 T+導通，不論是 T+或 D+導流(視io方向而定)，io將等分為二 流入電容。同樣的情形亦適用於T-導通時。因此 C+與 C-可視為等效並
聯於io之流通路徑上，故“o”點之電位可維持在中間電位。
單相半橋式變流器開關電壓及電流之額定值為:
(4-19) (4-20)
2.單相之全橋式變流器
單相全橋式變流器如圖 4-9 所示，乃由兩個單臂變流器所組成，在 相同之輸入電壓下，全橋式變流器之最大輸出電壓為半橋式之兩倍，此 隱含在相同功率之下，全橋式變流器之輸出及開關電流僅為半橋式之一 半，此對於高功率用途是一大優點，因其可以降低使用並聯元件之耐壓 需求。
圖4-9:單相全橋式變流器(資料來源:[21])
peak o
T i
I = ,
d
T V
V =
4.2 功率因數修正器之設計
大部份的人在設計電子電路的時候，有時候都會忘記考慮功率因 數。而功率因數PF =cosθ 這個概念也只限於學校所學，這個觀念只有在 電流、電壓波形是理想正弦訊號之下，這樣的定義才成立；然而在真實 的狀況下，大部分的電源都有一個非正弦波的輸入電流[19]。
功率因數:
當系統工作於交流電源時，其穩態功率為
cos cos P=VI θ =S θ
其中S=VI 稱為視在功率，單位:伏安(VA) 功率因數定義為
cos P PF = θ = S
其中θ為功率因數角cosθ 是偶函數，即cosθ =cos(−θ)。
因此，從功率因數PF 無法知道負載是 RL 或 RC 型，為此將定義以 電流 領先或落後作為依據，決定電路有領先或落後的功率因數。
例如:θ = − ° R15 C 型負載，因阻抗在第 4 象限，電流在第 1 象限，因此，
具有領先功率因數:
cos( 15 ) 0.966 PF = − ° =
同理，θ = °15 RL 型負載，因阻抗在第1 象限，電流在第 4 象限，因此，
具有落後功率因數:
cos(15 ) 0.966 PF = ° =
因此功率因數趨近於1 的話，將可以降低虛功率，以增加實功率的輸出。
4.2.1 功率因數修正器元件設計準則:
下列為設計功率因數修正器的必要原則:
1.主要的電壓範圍:Virms(min)−Virms(max)
2.調節直流輸出電壓:Vo
3.額定輸出功率:Po
4.最小切換頻率: fsw
5.最大漣波輸出電壓:∆Vo
6.效率:η
7.輸入功率:P Pi( / )o η
8.最大有效電流:Irms( /P Vi irms(min))
9.額定輸出電流:Io
圖4-10標明設計電路的各個參數值:
圖4-10:升壓式轉換器電路(資料來源:[20])
電源端設計:
輸入的橋式二極體可以使用標準而且低成本的慢速恢復二極體。對 此部份所需要考量的只有輸入電流、最大峰值電壓和二極體的熱量等等 的大小變化。
輸入電容 C
in:
輸入高頻濾波電容Cin必須減小經由高頻電感電流漣波所產生的切 換雜訊。最大高頻電壓漣波通常附於最小額定輸入電壓上的1% ∼10%
之間，可以經由漣波因數r 來表示( r = 0.01 到 0.1 之間):
(min)
2
rms in
sw irms
C I
f r V
= π
⋅ ⋅ ⋅ (4.21) 較高的Cin輸入電容值可以減輕EMI 濾波器的負擔，但是會導致功率因 數和主電流諧波的惡化，尤其是在輕載的時候。在其他方面，較低的 Cin輸入電容值可以增加功率因數和減少主要電流的失真，但是會增加在 輸入端橋式二極體的功率損失，故取決於設計者當時的應用場合。
輸出電容:
輸出電容 Co 的選擇遵循著直流輸出電壓、過電壓、輸出功率和電 壓漣波等因素。100 到 120Hz 的電壓漣波(∆ =Vo 1/ 2漣波峰對峰值)是一個 電容阻抗和電容峰值電流(Ic(2 )f pk =Io)的函數:
2 2
1
(2 2 )
o o
o
V I ESR
π
f C∆ = +
⋅ ⋅ (4.22) 因此
4 4
o o
o
o o
I P
C ≥
π
⋅ ⋅ ∆f V =π
⋅ ⋅ ∆ ⋅f V V (4.23)Vo
∆ 通常選擇的範圍在輸出電壓的 1∼5%。
雖然ESR 通常不會對輸出漣波產生影響，但是也必須歸納在功率消耗裡 頭的計算。全部 RMS 電容漣波電流，包含於主要頻率和切換頻率的影 響
2 2
32 2 9
irms
Crms rms o
o
I I V I
π
V= ⋅ ⋅ − (4.24)
2 2
_ min _ min
2 o Hold
o
o op
C P t
V V
= ⋅ ⋅
− (4.25)
其中Vo_min最小輸出電壓值、Vop_min是最小輸出操作電壓。
升壓電感:
因為電感操作在連續導通模式與不連續導通模式的邊界，因此在設 計升壓電感牽涉到幾個參數和不同實現的方法。第一，電感值必須被定 義。電感 L 通常決定於最小切換頻率，假設功率因數為 1 則式子可以寫
成:
sin( )
2 sin( ) 2
Lpk Lpk
on
irms irms
L I L I
T
V V
θ θ
⋅ ⋅ ⋅
= =
⋅ ⋅ ⋅ (4.26) sin( )
2 sin( )
Lpk off
o irms
T L I
V V
θ θ
⋅ ⋅
= − ⋅ ⋅ (4.27)
其中 Ton與 Toff分別是 MOSFET 的導通與截止時間，ILpk是最大峰值電 感電流也是輸入電流的兩倍關係:
2 2 i
Lpk
irms
I P
= ⋅ ⋅V (4.28) 因此求得最大切換週期即可換算成最小切換頻率:
2 ( 2 sin( ))
1 1
( ) 2
irms o irms
sw
on off i o
V V V
f T T L P V
θ
= = ⋅ ⋅ − ⋅ ⋅θ
+ ⋅ ⋅ (4.29)
當θ = ±π/ 2的時候正好為輸入電壓峰值處，可得最小切換頻率:
2
(min)
( 2 )
2
irms o irms
sw i o
V V V
L f P V
⋅ − ⋅
= ⋅ ⋅ ⋅ (4.30)
控制 IC ST-L6561:
一 個 功 率 因 數 修 正 器(Power factor Corrector) 基 本 上 即 是 一 個 AC/DC 的轉換器，如圖4-11 所示。市面上常應用在 PFC 的 IC 有很多種，
這裡就SGS-Thomson 公司的 L6561 做一些簡單的特性介紹[19]。
L6561 是應用於小功率的 PFC Boost 電路而產生的，一般 100 瓦以 下常使用，因此L6561 的設計以簡單方便著稱，L6561 只有 8 PIN 而且 是操作在不連續電流模式(DCM)，在 IC 的內部有輸出過電壓保護、低
起動電流和工作電流，而內部的起動振盪器可在PFC。電路啟動時產生 閘極驅動訊號。在滿載狀況下功率因數可大於 0.99。
標準的轉換式電源供應器利用脈波寬度調變來調整輸入功率的大 小，以提供適當的負載所需，脈波寬度調變器控制切換開關(通常利用 Power MOSFET 來達成)將直流輸入電壓切成一串電壓脈波如圖 4-12 所 示，隨後利用變壓器和快速二極體將其轉成平滑的直流電壓輸出，這個 輸出電壓隨即與一個參考電壓(這個電壓是電源供應器應該輸出的標準 電壓值)做比較，所產生的電壓差回授至 PWM 的控制器，利用這誤差電 壓訊號來改變脈波寬度的大小，如果輸出電壓過高，脈波寬度會減小，
進而減小電源供應，使得輸出電壓回復至正常輸出值。
PFC 就是利用這個方法，但是加入一個更先進的元件使得來自交流 電源的電流是一個正弦波並且與交流電壓同相位，此時誤差電壓訊號的 調變是由整流後的交流電壓和輸出電壓的變化來控制，最後誤差電壓訊 號回授至PWM 控制器，也就是說當交流電壓較高時 PFC 電路就從交流 電源吸取較多的功率，反之若交流電壓較低則吸引較少的功率，如此可 以減少交流電流的諧波產生。
MOSFET 開關元件的選擇:
開關元件的的耐壓必須大於輸出電壓，當開關導通時候的損失會大 於切換時候的損失，因此在選擇功率MOSFET 的時候必須挑選導通電 阻較小的為考量。
功率二極體的選擇:
二極體的選擇也是必須考慮低導通電阻為佳，在耐壓方面也是也是 要大於輸出電壓以確保電路的正常工作，在功率因數修正級中並不需要 考慮到二極體的逆向高速恢復速度。
PFC 的操作
在功率因數修正器動作時，必須保持下列情形：
A.交流電源提供的有效功率必須維持定值，就算是交流電源有異動。這 也是表示輸入的交流電壓減少時，則交流電流必須增加。
B.瞬間的電源輸入電流要隨著電源的瞬時電壓而變動，以保證輸入電流 是一個正弦波並且與電壓同相。
C.不管負載如何變動，直流輸出電壓仍必須保持一定。例如，若直流輸 出電壓下降，則流經負載的電流必須增加至電壓回復為止。
電壓誤差放大器如圖4-13 所示，在應用中對於輸入的交流電壓變化 不能做任何補償，這是因為在PFC 中的橋氏整流器輸出不是一個完美的 純直流波形，這個高壓訊號是交流電源經過全波整流的漣波，並不能用 穩壓電容來消除，控制 IC 有一個 PIN 腳被用來做偵測此一漣波電壓的 變化。電壓回授的誤差電壓和全波整流電壓的變化可改變參考電流的大 小，之後再與感應的迴路電流做比較去控制 L6561 的輸出也就是 PWM 的輸出，然後再產生一個驅動訊號推動MOSFET 的閘極。
圖4-11:功率因數修正器簡化之方塊圖[20]
圖4-12：Boost PFC電流[20]
圖4-13:升壓型架構的功率因數修正電路及其控制器(資料來源:[16])
第5章 低功率高壓氣體放電燈驅動器之實現
本章根據第四章的設計原則所實現出來的實體電路，進行實驗測試 系統整合雨性能分析，並量測輸入電壓與輸入電流波形，以確保電路的 正常工作。因此本論文實現出一般市售傳統電路拓樸與兩級式電路拓樸 架構，並且說明各個電路的整合過程與實驗結果。
5.1 傳統高強度氣體放電燈驅動器
如圖5-1 為一般市售傳統高強度氣體放電燈架構。包含了功率因數 修正器、降壓式轉換器、全橋式變流器和類比回授控制電路等四大部份。
圖 5-1:傳統高強度氣體放電燈架構
5.1.1 功率因數修正器
功率因數修正器已經在 4.2 節詳細說明，本節將簡化描述之。市電 交流電源自EMI 濾波器及整流濾波電路輸入到以數十 KHz 至數百 KHz 高頻切換之功因修正電路及功率控制電路，在經由數百 Hz 之低頻交流 驅動HID 燈負載，其中點火電路為產生燈管啟動高壓之用。
EMI 濾波器主要功能為濾除後級電路因高頻切換而產生之雜訊，避 免其洩漏至電力系統中，影響週遭其他電子產品。
低的功率因素會使系統設備之利用因數降低，迫使相關元件與設備 之額定容量提高，以供負載所需，功因修正功能則以升壓型電路透過高 頻開關切換訊號控制電感電流自輸入電源端流入，由於每一個切換週期
開關皆為依據輸入電壓，所以平均輸入電流之波形與相位便會準確的追 隨輸入電壓，達到功率因素近似於1 之目的。圖 5-2 與圖 5-3 為 PFC 的 輸入電壓與輸入電流波形，由此圖可以看出電壓與電流的相位幾乎同 相。圖5-2 是由 IsSpice 所模擬出來的功率因數修正級的輸入電壓與電波 形，圖5-3 為實際電路所量測出的波形圖。
圖5-2:IsSpice 模擬 PFC 輸入電壓與電流波形
圖5-3:傳統架構之輸入電壓與輸入電流波形
5.1.2 降壓式轉換器
功率控制電路則以降壓型轉換器電路以高頻脈波寬度調變之控制 方法，使輸出電壓匹配燈管負載電壓，並達到控制輸出燈管電流之目 的，最後再以低頻方波驅動HID 燈。
5.1.3 降壓型轉換器之元件設計準則
如圖5-4 所示為降壓型轉換電路之等效電路
圖5-4:降壓型轉換器之等效電路
假設電感電流 iL於Ton時間內由I1線性增加至I2，則:
2 1
d o
on on
I I I
V V L L
T T
− ∆
− = = (5.1)
或
on
d o
T I L
V V
= ∆ ⋅
− (5.2) 當電感電流在 Toff時間內由I2線性降低至I1，則:
o
off
V L I T
− = − ∆ (5.3)
或
off
o
T I L V
= ∆ ⋅ (5.4)
其中∆ = −I I2 I1為電感 L 漣波電流之峰對峰值，令(5.1)與(5.3)的∆I值相 等，則
(Vd V To) on V To off
I L L
− ⋅
∆ = = (5.5) 切換週期T 可以表示為
1
( )
d d
on off
sw d o o o d o
I L V I L V T T T I L
f V V V V V V
∆ ⋅ ⋅ ∆ ⋅ ⋅
= = + = ∆ ⋅ + =
− − (5.6)
其中fsw為切換頻率，所以可以得到所需的電感量
( )
o d o
sw d
V V V L I f V
= −
∆ ⋅ ⋅ (5.7) 而電容漣波電壓之峰對峰值為
/ 2 0
( 0) 1
4 8 8
T
c c c
sw
I I T I
V v v t dt
C C f C
∆ ∆ ⋅ ∆
∆ = − = = = =
⋅ ⋅ ⋅
∫
(5.8)將(5.7)代入(5.8)可以得到
2
( )
8
o d o
c
sw d
V V V V L C f V
∆ = −
⋅ ⋅ ⋅ ⋅ (5.9) 因此即可求得降壓轉換器的輸出電容量為
c 8 sw
C I
V f
= ∆
∆ ⋅ ⋅ (5.10)
圖5-5:Buck 轉換器電路
圖5-5 中為 Buck circuit 之電路全貌，依其工作性質的不同，主要可 分為以下三個 Block:IR2110、L6561、LM2904 這三個部分在此一電路 當中各司其職，皆有其不可取代的特性。以下將作一詳述的說明。
L6561 應用在功率控制器
首先當電路在正常操作的情況下，由前級電路 PFC 所送出之 DC 400V 瞬間電壓將 MOS 導通，此時由於 MOS 的導通於是在 Buck 的輸 出端也就是 UBA2030T(全橋變流器的驅動 IC)的輸入端有了一個接近 400V 的高壓產生，順利的將 UBA2030T 這顆 IC 驅動，於是從 UBA2030T 之 pin5 (RC 接腳)便送出一振幅約為 10V 之鋸齒波形如圖 5-6 所示。此 一信號流經UBA2030T 與 Buck 轉換器中唯一之溝通電路後，訊號傳入
L6561 的 pin3 (Multi 接腳)，此時，如圖 5-7 L6561 之 block diagram 所 示根據 multiplier 的內部計算公式，Multi_out=0.6*(Vcomp-2.5)*V_multi 可得到乘法器之輸出電壓，再與 pin6 (CS 接腳) 之電壓做比較來決定 此時比較器的輸出為何，通常在電路一開始工作時，此時的 Multi 接腳 之電壓並不會很大，所以 CS 接腳之電位很容易就可以頂到 Multi 的電 位，使得SR Flip Flop 之 Reset 接腳為“1”輸出 Q 為“0”造成下橋導通，
GD 端拉至 Low 的電位，使開關 OFF 在開關 OFF 之後由於電感在開關 切換的瞬間有著電壓極性相反與電流流線不變的特性，因此我們可以得 到 CS 與 ZCD 的波形如下圖 5-8 與 5-9 所示，由圖示可知 CS 與 ZCD 之 波形為互補式切換，也就是說當CS 頂到 Multi 使開關 OFF，等到 ZCD 頂到參考磁滯電壓1.6-2.3V 後送給 SR Flip Flop 之 Set 接腳為“1”輸出 Q 為“1”造成上橋導通，GD 端拉至 High 的電位，使開關 ON(在這裡如果 從控制電路的角度來看，在下圖5-10 中開關在 OFF 之後之所以會再 turn on，也是因為此時 F 點的電壓為零造成比較器的輸出端為“1”，重新將 T 點的訊號拉至 High 造成開關的重新導通)。
圖5-6:UBA2030T Pin5 之輸出波形圖
圖5-7:L6561 方塊示意圖
圖5-8:T 點(Ch-1)與 L6561_CS 點(Ch-2)之波形圖
圖5-9:T 點(Ch-1)與 L6561_ZCD(Ch-2)之波形圖
圖5-10:T 點(Ch-1)與 L6561_Multi(Ch-2)之波形
IR2110 應用在功率控制器
由圖5-11 可知，當輸入電壓 HIN 為 Low 時經由一史密特觸發電路 後其輸出為“1”，且 SD pin 在正常情形下皆接至“0”電位，同樣的經由一 史密特觸發電路後其輸出亦為“0”後，所有的信號經由一個 NOR Gate 之 後產生一“0”之信號，因而無法啟動 Level Shift Block 造成 VCC 之電壓 仍維持在一低電位之情形，經過 Under Voltage Detector 後送出一為
“Low”之信號啟動 Pulse GEN 之低側，所以 Pulse GEN 後方之 MOS 便會 產生一 ON 一 OFF 之現象送至後面的 SR 正反器，由於此時送至 S_Bar 與 R_Bar 之電位分別為“1”，“0”所以輸出 Q_Bar 為“1”經過一 inversion 之後送出的電位為“0”，造成下面的 MOS turn on 使輸出維持在 Low 的 準位，同理的當 HIN 為 High 時亦可推出此時之輸出 pin HO 之電壓為 High 形成 input 與 output 同相位之情形(且由於電路在設計上有一從 F
點所拉過來之電壓於 VB，形成 MOS 之 Drain 端始終有一高電位之電 壓，加速IR2110 的驅動情形)。
圖 5-11:IR2110 方塊示意圖
LM2904 應用在功率控制器
由下圖5-12 中可知，在 Buck 電路中所用到的 LM2904 其實就是由 二個 OP 所組成之積分器，一開始透過前端的積分電路，將回授回來的 P 點電壓作 80 倍的倍數放大，經由重疊定理可知第二級 OP 的負端產生 一電壓降，我們從電路開始導通時進行討論，當電路一開始turn on 的時 候 P 點的電壓值較低，因此透過第一級 OP 的放大後，輸出之電壓值亦 較為低，相對的，此時在第二級OP 之負端電壓亦較為小(也就是 L6561 的第一隻輸入腳)，經由積分器的效應，於第二級 OP 的輸出(也就是 L6561 的第二隻輸入腳)得到一較大的電壓值，在此處我們所量測的電壓 值約為 6V 與 datasheet 上此處的 Vmax=5.6V 不謀而合，相對地當電路
操作進入穩態階段時P 點之電壓較大(因為 0.1A*1Ω=0.1V)，因此經由 先前的說明可以知道此時的第二級 OP 輸出電壓較之前所量到的 6V 為 小，而datasheet 上的數值與我們實際量測之結果 4V 亦非常接近，這裡 也解釋了為什麼L6561 的 pin2 在穩態時為 4V 而電路一開始啟動時為 6V 的原因了，此外當電路在NO Load 的狀態下，P 點的電壓更比 0.1V 高 出許多，根據我們先前的說明，其第一級 OP 的輸出電壓應該會成 80 倍的比例上升，但此處因其 ON 與 OFF 之間的時間間隔相當的長，所 以其相對的平均電壓值亦相當的低，符合我們在量測時所看到的現象，
最後在此一 Buck 電路中，主要就是靠著 LM2904 這一部份的電路來完 成一些信號的回授與控制的功能。圖5-13 為 PI 積分器的全貌圖。
圖 5-12:LM2094 內部示意圖
圖 5-13:LM2904 內部電路展開後之全貌圖
5.1.4 全橋式變流器
當電路在正常操作的情況下，由前級電路 PFC 所送出之 DC 400V 瞬間電壓將MOS 導通，此時由於 MOS 的導通於是在 Buck 的輸出端也 就是UBA 的輸入端有了一接近 400V 的高壓產生，順利的將 UBA2030T 這顆 IC 驅動，於是從 UBA 之 pin5 (RC 接腳)便送出一振幅約為 10V 之鋸齒波型如圖5-6 所示。此一信號流經 UBA 與 Buck 中唯一之溝通電 路後，流進 L6561_pin3 (Multi 接腳)，這顆控制全橋的 MOSFET 切換 的 IC，其切換頻率乃是由外部的 RC 震盪所產生，爲了要產生出低頻方 波在燈泡兩端，所以全橋驅動 IC UBA2030T 的切換頻率被設定為 250Hz。圖 5-14 為全橋變流器的控制電路。
圖5-14:全橋式變流器之控制架構
5.1.5 類比回授控制電路
類比控制電路主要的功能:
(1)Timer delay:18 minutes (2)Power reset
(3)Ignition voltage setting
(4)Steady state Buck current limit
其電路方塊架構如圖5-15 所示，電路動作原理說明如下。
Timer IC 是用來做 Digital Timer，其輸出為 DC 12V。Digital Timer 的輸出DC 12V 與 Buck converter L6561 的 PIN 2 腳位一同輸入到比較器
做比較。當燈泡啟動尚且在暫態的時候 L6561 的 PIN 2 腳位的電壓為 6V，當在穩態的時候為 DC 4 伏特輸出，在燈泡特性尚未穩定之前的狀 態為DC 5.8V 輸出，所以比較器的作用是 Buck current 的保護電路。正 常工作後，在 18 分鐘之間，12V 大於 4V 則比較器輸出為 High，在 18 分鐘之後比較器的非反向端切換為5 V 一樣大於 4 V，所以比較器的輸 出一樣為HI。但是如果說 Buck converter 的電流降不下來的話，L6561 的 PIN 2 腳位則保持在 6 V，同樣道理在 18 分鐘之後則變成比較器的非 反向端5 V 將小於反向端 6 V，則比較器的輸出為 LO，亦會將 T 點拉 LO，造成 Buck converter 關閉，達到電路的保護動作。
兩個比較器的接法為 ORing output，功能則是與 Buck converter L6561 的輸出 PIN 腳 GD 做 Wire And，這三個訊號 mix 起來為 T 點的電 壓。此T 點的 Duty cycle 則為 Buck converter 的 Duty cycle。
Power reset 比較器部份則是用來預防輸入電源的不穩定，萬一輸入 電源的振幅過低，以致這顆比較器的非反向端大於反向端，則電路將重 新啟動，Digital Timer 的 18 分鐘也將重新啟動。圖 5-16、5-17 為所有狀 態之下 Buck 轉換器的 duty cycle 波形與其輸出電壓的波形。圖 5-18 為 此傳統電路拓樸所實現出的輸出電壓電流波形。
圖5-15:HID control circuit
圖 5-16:T 點(Ch-1)與 Buck converter 的輸出(Ch-2:1/500V)電壓波形
圖5-17:T 點(Ch-1)與 Buck converter 的輸出(Ch-2:1/500V)電壓波形在無 負載情況下
圖 5-18:傳統架構之輸出電壓(Ch-1:1/500V)與輸出電流(Ch-2)波形
