可調式雙頻道 IQ 訊號

2.3.2節雙頻道正交訊號的推導都成立於理想狀態，包含了電感感 值、電容容值與內阻都不隨頻率而增加(無自振頻率和 Q 無限大)，以 及條件R L ¹

 C

  虛部阻值在選定頻率下都等於 R，在實際電路實 作上不容易達成，因此在實作中利用了 MOS varactor 取代電容，達 到可調變機制，來確保正交訊號條件能成立，以下就來探討一些實作 上會面臨到的問題，以及解決方式。

如圖(2.10)所示，利用複數阻抗座標可以看出當R L ¹

 C

  成立

時，電感相位領先電容相位90⁰，且振幅相同大小(Z_load Z_L Z_C)，這

是前面2.3.2節在理想條件下正交訊號成立時，複數阻抗座標表示方 式，

Re Im

Zload

90^

ZL

ZC



Z Zr^, i





Zr^,Zi



圖(2.10) 理想 IQ 訊號在複數阻抗座標表示方式

在實際情況下電路的Z_load往往會帶有C_be與C_bc寄生電容效果，使得Z_load

不會是一個純電阻，會並聯一個電容，如圖(2.11)所示，這時需要將 虛部電感Z_L阻值加大(電感變大)，虛部電容Z_C阻值縮小(電容變大)，

那麼在輸出的地方一樣可以得到一組完美的 IQ 訊號，

Re Im

Zload

90^

ZL

ZC



Z Zr^, i





Zr^,Zi



圖(2.11) 負載阻抗不為純實部的補償方式

接著討論在實作上，使用的被動元件電感電容值會有不同的 Q 值，

一般來說電容的 Q 值會較高，也就是電感的寄生電阻會大於電容的 寄生電阻，若將此結果直接反應在複數阻抗座標上，就會發現電感

的Z_load會多增加Z，如圖(2.12)所示，要補償此段差異需將Z_C增加

Z(電容變小)，由三角關係可以發現Zr Z Z^, i與Zr^,  Zi Z為兩個 全等三角形，斜邊等長，而且兩個夾角為互餘，因此輸出訊號依舊 為完美 IQ 訊號。

Re Im

Zload

90^

ZL

ZC



Zr  Z Z^, i





Zr^,  Zi Z



Z

Z

圖(2.12) 電感電容不同寄生電阻的補償方式

有了上述不同情況的補償方式，那麼已經能粗略估計電感感值、電 容容值的大小。

電路設計上還是有一些電晶體的不匹配，與電感電容的製程誤差 無法掌握，下面將使用四種不同的 IQ 不匹配結果，來概括所有情況，

如圖(2.13)所示， A< B &AB < 90⁰， A> B &AB < 90⁰，

< B & AB > 900

A  ，以及 A> B &AB > 90⁰，四種不同情況，

Re

active balun 電流)。不匹配情況為(d)時，加大Z_C(減小電容容值)，增 加Z_load(減小 active balun 電流)，整理如下表2.1所示。

表2.1 tunable IQ 調變方法

IQ mismatch condition Z_c Z_load

< B & AB < 900

@ low frequency band

L

2 2.3.4 Active balun

混頻器的輸入端為差動訊號不僅僅會減輕共模排斥問題，對於

IIP2也會有相當大的改善，然而可調式雙頻道正交訊號為 IQ 輸出，

而雙頻衡混波器電路需要差動輸入，因此需要在正交訊號輸出兩端 加上 active balun，如圖(2.15)所示，此架構提供了 Single to Differential 輸出，所以整體電路變成單端輸入 quadrature 四個相位輸出。

Q1 Q₂

圖(2.15) active balun

共基極偏壓的Q₃提供了一正相的轉導增益，而共射極偏壓的Q₂則提

2.3.5 可調式雙頻道 IQ 架構

將可調式 IQ 架構與 active balun 做結合可以得到圖(2.16)，控制

1

DCbias 來調變Z_C，控制DC_bias2來調變Z_load。

1 b ia s

In p u t D C

2 b ia s

D C

2 b ia s

D C

00 1 8 0⁰

9 00 2 7 0⁰

00 1 8 0⁰

9 00 2 7 0⁰

@ lo w fr e q u e n c y

@ h ig h fr e q u e n c y

VC C

VC C

圖(2.16) 可調式雙頻道 IQ 訊號架構

原本的雙頻道 IQ 訊號產生方式，須要用兩組 polyphase 來達成雙頻 道正交訊號目的，功率損失相當可觀，而此架構只需要利用二組 LC 就可以達到雙頻道正交訊號的產生，降低了電路功率的消耗。

2.4 實作一，可調式雙頻道 IQ 降頻混波器

2.4.1 研究動機

近年來，產品設計希望能將多種不同的無線通訊系統，整合到單 一收發機上，因此多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)通訊系統架 構，為目前產品開發的趨勢，而整合系統頻帶又以美國制定的免授 權頻帶範圍為最熱門，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz 的 802.11a 規格，以及2.4GHz~2.5GHz 的802.11b/g，此次實作目的在利 用新型的雙頻道 IQ 訊號產生器並整合在降頻混波器來達到雙頻道 IQ 降頻混波器的目標。

2.4.2 電路設計

(1)電路架構

可調式雙頻道 IQ 降頻混波器架構，如下圖(2.17)所示，

LO

Micromixer

RF

Micromixer

Buffer

Buffer

@ low frequency (@ high frequency)

Dual band Quadrature Generator

圖(2.17) 雙頻道 IQ 降頻混波器示意圖

本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一個雙頻 道 IQ 輸出，頻率在 2.4GHz 以及 5.2GHz 的吉伯特降頻混頻器。LO 埠訊號單端輸入就可以得到雙頻道正交訊號，為了減少量測上的不

便 ， 在 混 頻 器 的 RF 埠 設 計 上 就 採 用 單 端 輸 入 且 寬 頻 匹 配 的 micromixer 架 構 [20][21]， 而 IF 埠 輸 出 端 則 是 利 用 簡 單 的 common-collector 做為 Output Buffer，來達到輸出阻抗匹配。電路架 構如圖(2.18)所示

@ low frequency

@ high frequency

(3)射頻輸入極

本電路主要採用 Gilbert cell mixer 為主要架構核心，而 RF 端的 差動訊號源則是利用四個電晶體來構成一個 Single to Differential 之 電路，如圖(2.19)所示，共基極偏壓的Q₃提供了一正相g V_{m in}路徑，而

圖(2.19) Micromixer 架構示意圖

(4)輸出緩衝極

利用一簡單的 common collector 作為輸出端的阻抗匹配，方便量 測。

2.4.3 晶片量測結果

-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15

LO Power (dBm)

Conversion Gain RF:2.46GHz/-21.37dBm IF :60MHz

圖(2.20) 轉換增益 VS. LO Power (LO:2.4GHz)

-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15

LO Power (dBm)

Conversion Gain RF:5.27GHz/-22.1dBm IF :70MHz

圖(2.21) 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.2GHz)

-30 -25 -20 -15 -10 -5

RF Power (dBm) Conversion Gain

RF:2.46GHz LO:2.4GHz/-3dBm

圖(2.22) 轉換增益 VS. RF Power (LO:2.4GHz/P1dB)

-25 -20 -15 -10 -5 0

RF Power (dBm) Conversion Gain

RF:5.27 GHz LO:5.2GHz/0.1dBm

圖(2.23) 轉換增益 VS. RF Power (LO:5.2GHz/P1dB)

0 200 400 600 800 1000 1200

IF Frequency (MHz) Conversion Gain

RF:2.45~3.6GHz/-21.37dBm Fixed LO:2.4GHz/-3dBm

圖(2.24) 轉換增益 VS. IF Frequency (LO:2.4GHz)

0 200 400 600 800 1000 1200

-4 -2 0 2

ConversionGain(dB)

IF Frequency (MHz) Conversion Gain

RF:5.25~6.4GHz/-22.1dBm Fixed LO:5.2GHz/0.1dBm

圖(2.25) 轉換增益 VS. IF Frequency (LO:5.2GHz)

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5

RF Power (dBm)

圖(2.26) IP1dB 與 IIP3量測結果 (LO:2.4GHz)

-25 -20 -15 -10 -5 0 5

RF Power (dBm)

圖(2.27) IP1dB 與 IIP3量測結果 (LO:5.2GHz)

0 1 2 3 4 5 6 7 -10

-5 0 5 10

IF_Q IF_I IF_Q

IF_I

I Channel Conversion Gain Q Channel Conversion Gain

ConversionGain(dB)

Frequency (GHz)

圖(2.28) 轉換增益 VS. I/Q dualband Frequency

圖(2.29) Time Domain IQ 通道輸出量測結果 (LO:2.4GHz IF:60MHz)

圖(2.30) Time Domain IQ 通道輸出量測結果 (LO:5.2GHz IF:70MHz)

100 200 300 400 500

0 5 10 15 20 25 30

NoiseFigure(dB)

IF Frequency (MHz) NF

Fixed LO:2.4GHz

圖(2.31) Noise Figure @ LO:2.4GHz

100 200 300 400 500 0

5 10 15 20 25 30 35

NoiseFigure(dB)

IF Frequency (MHz) NF

Fixed LO:5.2 GHz

圖(2.32) Noise Figure @ LO:5.2GHz

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0

IF Port return loss RF Port return loss

returnloss(dB)

Frequency (GHz)

圖(2.33) RF 端與 IF 端 Return Loss

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -20

-15 -10 -5 0

LO Port return loss

returnloss(dB)

Frequency (GHz)

圖(2.34) LO 端 Return Loss

圖(2.35) Die Photo (1 mm X 1.1 mm)

RF Input

IF Output

LO Signal

6pin

DC

Pad

DC Pad

圖(2.35)為晶片實作照片，晶片的大小為1 X 1.1mm²，量測時使 用 on-wafer 的高頻量測系統，圖中可以看到，射頻訊號輸入埠在晶片 的上方，由於 micromixer 的機制，訊號只需要單端輸入 GSG 下針，

而本地振盪訊號輸入埠在晶片的下方，同樣的也只需要單端輸入 GSG 下針，中頻訊號輸出埠在晶片的左方，GSGSG 的雙端輸出來驗證是 否為正交訊號，6 pin DC pad 在晶片右方，上方的一個 DC pad 為提 供輸出緩衝擊的電流。DC pad 周圍的電容，皆是用來 DC 穩壓之用。

2.4.4 結果與討論

RF 頻帶選定在2.4GHz，因為 active balun 存在的緣故，由圖(2.20) 可以發現當本地振盪訊號功率從-5dBm 增加到12dBm 時，轉換增益 都維持在5dB 到6dB 左右，在此固定本地振盪源-3dBm，得到圖 (2.22)、圖(2.26)，轉換增益及 IF 輸出功率對 RF Power 作圖，由圖 可以讀出 IP1dB=-10.5dBm 與 IIP3=-2dBm，圖(2.24)可以看出 IF 3dB bandwidth 大約900MHz，遠遠超過系統需要的頻寬，圖(2.31)量得最 低的 IF 埠 Noise Figure 約為19dB。

同樣的另一 RF 頻帶選定在5.2GHz，由圖(2.21)可以發現當本地振 盪訊號功率從0dBm 增加到12dBm 時，轉換增益都維持在1dB 左右，

在此固定本地振盪源0.1 dBm，得到圖(2.23)、圖(2.27)，轉換增益及 IF 輸出功率對 RF Power 作圖，由圖可以讀出 IP1dB=-9.5dBm 與 IIP3=-0.5dBm，圖(2.25)可以看出 IF 3dB bandwidth 大約900MHz，遠 遠超過系統需要的頻寬，圖(2.32)量得最低的 IF 埠 Noise Figure 約為 21dB。

圖(2.33) RF 端與 IF 端 Return Loss 都在-10dBm 以下，主要是因 為 RF 端是 micromixer 機制，阻抗是寬頻匹配，而 IF 端是 emitter follow

的緩衝機制，而在圖(2.34)可以發現 LO 端的調變機制也是符合了2.3 節所推導的輸入阻抗寬頻匹配情況。

圖(2.28)可以看出雙頻率2.4GHz 與5.2GHz 的 IQ-channel 轉換增益 為平衡。而圖(2.29)與圖(2.30)可以發現該系統的輸出中頻 I-通道與 Q-通道的弦波訊號，在 LO=2.4GHz，IF=60MHz 時，訊號相位相差 90.2度，phase mismatch 為0.2度，而 gain mismatch 為=0.1085mV (0.204%)，另一頻帶 LO=5.2GHz，IF=70MHz 時，訊號相位相差270.68 度，phase mismatch 為0.68度，gain mismatch 為=0.2355mV

(0.944%)，此正交訊號是否會很敏感，將在下一個實驗”可調式雙頻 道單邊升頻混波器”利用 Side-band Rejection Ratio 來做驗證。

表2.2 Tunable dual-band I/Q down-converter 量測結果

Tunable dual-band I/Q down-converter

(TSMC 0.35um 3P3M SiGe BiCMOS)

Frequency 2.4GHz 5.2GHz

Conversion Gain 5.2dB 1.2dB

IP1dB/IIP3 -10.5dBm/-2dBm -9.5dBm/-0.5dBm

IF bandwidth 900MHz 900MHz

RF Input Return loss -21.65dB -17.13dB

LO Input Return loss -12.45dB -11.78dB

IF Input Return loss -9.71dB -10.28dB

Gain mismatch 0.204% 0.944%

Phase mismatch 0.2^o 0.68^o

Noise Figure 19dB 21dB

Power Dissipation 37.9mW 33.3mW

Supply Voltage 3.3V

Chip Size 1mm x 1.1mm

2.5 實作二，可調式雙頻道單邊升頻混波器

2.5.1 研究動機

由 於 空 間 的 頻 寬 有 限 ， 現 在 傳 送 機 都 必 須 要 做 單 邊 升 頻 混 波 器 ， 以 減 小 頻 寬 的 使 用 ， 並 且 壓 抑 旁 帶 訊 號 ， 防 止 旁 帶 訊 號 干 擾 其 它 頻 帶 訊 號。在 IF 端 與 LO 端 都 利 用 Quadrature phase input 來 消 除 RF 輸 出 端 另 ㄧ 邊 訊 號，在 本 電 路 中 利 用 2.3節 提 到 的 雙 頻 道 正 交 訊 號 產 生 器 (2.4GHz&5.7GHZ)來 達 到 兩 個 頻 道 都 可 以 達 到 單 邊 升 頻 效 果 。

2.5.2 電路設計

(1)電路架構

本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一個 雙頻道(2.4GHz & 5.7GHz)單邊升頻架構[3]如圖(2.36)所示，

LO

Micromixer

IF

Micromixer

Buffer

@ low frequency

@ high frequency

cos[(_LO_IF) ]t sin[(_LO_IF) ]t

圖(2.36) 雙頻道單邊升頻混波器示意圖

由於 LO 端利用雙 頻 道 正 交 訊 號 產 生 機 制 ， 所 以 在 兩 個 頻 帶 產 生 的 訊 號 一 組 為 +90 度，而 另 一 組 為 -90 度，因 此 在 單 邊 升 頻 機 制 上 會 產 生 不 同 邊 的 升 頻 效 果 。 利 用 數 學 是 來 證 明 這 一 現

象 ， I 訊號假設為數學式cos ，Q 訊號假設為數學式sin，因此在低

IF_Q LowerSideband

@ low frequency

@ high frequency

整體電路架構如圖(2.37)所示，由 2.4 節實驗結果可以看到雙頻道 正交訊號可以利用可調式機制達成，但是 active balun 的差動訊號卻 無法提供準確的0⁰與180⁰，即使兩邊的訊號大小值會一樣，但是右路 的訊號經過電晶體數量相對於左路多了兩顆，因此 phase 會不對稱，

這裡利用數學式來看 active balun 的缺陷會不會對 side-band rejection 造成問題。

假設 active balun 並非提供完美的差動訊號對，I channel 輸出

cos( )

(2)本地震盪源輸入極

LO 端採用新型的雙頻道正交訊號產生機制，訊號單端輸入，產 生雙頻道的正交訊號，運作原理於2.3節有詳細的推導與分析 。由於 放在吉伯特混頻器的 LO 端，做為電流的開關控制源，相對的 LO 電 壓正幅差異就沒有那麼嚴格了，只要 LO 的功率夠大，足夠讓電晶體 能夠開關產生混頻效果就可以，因此將新型雙頻道正交訊號產生機 制放在 LO 端，可以容許較大的 Magnitude error，也因此提供了此架 構較大的正交訊號頻帶範圍。

(3)射頻輸入極

如2.4節射頻輸入極設計一樣，使用 micromixer 機制。

(4)輸出緩衝極

利用一簡單的 common collector 作為輸出端的阻抗匹配，方便量 測。

2.5.3 晶片量測結果

-15 -10 -5 0 5 10

LO Power (dBm)

Conversion Gain RF:2.465GHz IF : 65MHz/-21.4dBm

圖(2.38) 轉換增益 VS. LO Power (LO:2.4GHz)

-5 0 5 10 15 20 25

LO Power (dBm)

Conversion Gain RF:5.725GHz IF :75MHz/-22.9dBm

圖(2.39) 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.8GHz)

-25 -20 -15 -10 -5 0

IF Power (dBm) Conversion Gain

RF:2.465GHz LO:2.4GHz/-2.5dBm

圖(2.40) 轉換增益 VS. IF Power (LO:2.4GHz/P1dB)

-25 -20 -15 -10 -5 0

IF Power (dBm) Conversion Gain

RF:5.725GHz LO:5.8GHz/7.5dBm

圖(2.41) 轉換增益 VS. IF Power (LO:5.8GHz/P1dB)

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

IF Power (dBm)

圖(2.42) OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:2.4GHz)

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

IF Power (dBm)

圖(2.43) OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:5.8GHz)

0 1 2 3 4 5 6 7 0

20 40 60

0 20 40 60

720 MHz 200 MHz

RF Conversion Gain Sideband Rejection Ratio

ConversionGain(dB) SidebandRejectionRatio(dB)

RF Frequency (GHz)

圖(2.44) RF bandwidth & Side-band rejection Ratio

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

-20 -15 -10 -5 0

LO Port return loss IF Port return loss

returnloss(dB)

Frequency (GHz)

圖(2.45) LO/IF 端 Return Loss

圖(2.46) Side-band rejection Ratio at low sideband

圖(2.47) Side-band rejection Ratio at high sideband

圖(2.48) Die Photo (1 mm X 1 mm)

圖(2.48)為晶片實作照片，晶片的大小為1 X 1mm²，量測時使用 on-wafer 的高頻量測系統，圖中可以看到，中頻訊號輸入埠在晶片的 左方，訊號需要正交訊號雙端輸入 GSGSG 下針，而本地振盪訊號輸 入埠在晶片的下方，只需要單端輸入 GSG 下針輸入電路就為一組

圖(2.48)為晶片實作照片，晶片的大小為1 X 1mm²，量測時使用 on-wafer 的高頻量測系統，圖中可以看到，中頻訊號輸入埠在晶片的 左方，訊號需要正交訊號雙端輸入 GSGSG 下針，而本地振盪訊號輸 入埠在晶片的下方，只需要單端輸入 GSG 下針輸入電路就為一組

在文檔中 雙頻道可調式吉伯特混頻器、雙頻道差動低雜訊放大器與毫米波驅動放大器 (頁 31-0)