第三章 雙頻道低雜訊放大器設計
3.4 實作二，使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA
3.4.1 研究動機
近年來，因為多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)通訊系統架 構，為一重要的通訊系統模式。該系統架構，希望可以將多種不同的 無線通訊系統，整合到單一收發機。根據這個概念，使得接收機端的 低雜訊放大器，需要處理兩個以上的頻率訊號，所以近年來有不少的 雙頻道、多頻道低雜訊放大器，但大部分都是以開關(switch)來切換 不同頻率的低雜訊放大器。本次實作的目的，將實現一個使用變壓器 型態的共電流差動雙頻道低雜訊放大器，將兩個不同頻率的低雜訊放 大器結合為一組能同時處理雙頻率的低雜訊放大器，而不是使用開關 來切換使用頻率，並使用一個對稱型的變壓器，它可以看成是由兩個 差動驅動電感所組成，相當於四個 single-ended 電感，因此可以縮小 晶片面積，並且提升電感的 Q 值，相對的也降低了 noise figure。
3.4.2 電路設計
(1) 電路架構
此次電路實作，是使用TSMC CMOS 0.18m製程來實現。電路設 計能同時處理2.4GHz與5.2GHz兩個頻率的訊號，並採用差動輸入的 架構來改善IIP2，如圖(3.20)所示，而其中對稱的電感利用transformer 以及differential inductor來化簡電感所佔IC的面積，並且提高Q值 [5][6]，降低雜訊貢獻度。
Vbias
Vdd
RFout
RFin
Vbias
RFin
RFout Centertap Transformer
Differential Inductor
圖(3.20) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA 電路架構
(2) 輸入級匹配網路
單邊電路架構，如圖(3.21)所示，輸入端利用一共振腔來同時達到 2.4GHz與5.2GHz匹配，其餘電晶體size的選擇以及電感值的決定都與 3.3節設計流程一樣。
Vbias
Vdd
RFout
RFin
Dual Band Outputstage Matching
圖(3.21) 共電流雙頻道LNA電路
(3) 輸出級匹配網路
該低雜訊放大器電路，希望可以同時在兩個頻率下達到S22匹配。
因此在輸出級匹配網路是由一組LC branch和另一組LC tank所組成，
如圖(3.22)所示。
(4) 差動驅動對稱型電感
在差動電路的實現中，大部分的電路元件都會重覆，而最佔IC晶 片面積的電路元件莫過於電感，把一對差動驅動非對稱spiral電感用 於實體的佈局中，通常如圖(3.23)所示。由ac訊號源激發spiral的一端，
而把另一端連接在一個common node上(如DC偏壓點或接地)，可以發 現Port 1和Port 2的訊號在中間相交處電流流向相反，因此兩個電感之 間需要一定的距離隔離，來抑制兩個電感之間互相相消的磁耦合，所 以在IC實作上會更佔面積[7][8]。
Port 1 Port 2
Common node (Port 3)
Inductor 1 Inductor 2 i1
i1
i2
i2
圖(3.23) 差動驅動非對稱型電感
如圖(3.24)所示，對稱型spiral電感差動驅動時，兩個鄰近的金屬 線，其彼此間的電壓會反相，但是電流的流動方向會相同。如此一來，
會加強由兩個平行金屬導體單位面積耦合產生的磁場，並增加整體單 位面積的感值，因此提高了電路的Q值。對於對稱型電感而言，放置 common node是很重要，因為它可以將其分為兩個同樣大小的spiral 電感，並且使這兩個電感在Port 1和Port 2有相同的substrate寄生效應。
對於使用一對spiral電感，需有一定的距離來抑制彼此間的耦合，
但在對稱型電感中並不需要考慮這個問題，一個差動驅動的對稱型電 感可以將兩個spiral電感合併在一起，並且也不需要一定的距離來抑 制彼此間的耦合，所以可以將電感佔IC晶片的面積減少，並且提高電 感Q值。
Port 1 Port 2
Inductor 1 Inductor 2
i1
i2
Common node (Port 3)
圖(3.24) 差動驅動對稱型電感
(5) 差動驅動對稱型變壓器
差動電路輸出級匹配網路共需要四個single-ended電感，利用上述 的分析，可以將這四個電感，合併成兩個差動驅動對稱型電感。但同 樣的使用一對差動驅動對稱型電感，依舊需有一定的距離來抑制彼此 間的耦合，如果使用一個對稱型變壓器架構的話，就不需要考慮這個 問題。因此，一個差動驅動的對稱型變壓器，如圖(3.25)所示，可以 將兩個差動驅動電感合併在一起，並且不需要一定的距離來抑制彼此 間的相消耦合，可以將晶片的面積更為減少，並且提高電感Q值[9]。
P
2 3 4 5 6 7 8 9
1 10
-50 0 50 100
-100 150
freq, GHz
imag(Zopt1)
m11 m12
m11freq=
imag(Zopt1)=5.8642.500GHz m12 freq=
imag(Zopt1)=5.3555.400GHz
圖(3.27) 電路雙頻道 Im[Zopt] 模擬
cir_pts (0.000 to 51.000)
NsCircle1GaCircle1
圖(3.28) 2.4GHz 之 Noise circle 與GA circle 模擬
cir_pts (0.000 to 51.000)
NsCircle1GaCircle1
圖(3.29) 5.2GHz 之 Noise circle 與GA circle 模擬
2 4 6 8 10 12 14 16 18
2 4 6 8
dB(S(1,1))=-9.1472.400GHz m13 freq=
dB(S(2,1))=11.1962.400GHz m2 freq=
nf(2)=1.8222.400GHz m8 freq=
nf(2)=2.6135.200GHz m15freq=
NFmin=1.7462.400GHz m16 freq=
NFmin=2.5435.200GHz
圖(3.34) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -NF 模擬
2 4 6 8
0 10
3 5 7
1 8
freq, GHz
Mu1
圖(3.35) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA –穩定度 模擬 圖(3.28)以及圖(3.29)的Noise circle以0.1dB劃一單位圓而GA circle則 是以0.5dB劃一單位圓，其餘模擬結果數據將整理於表3.2。
3.4.4 晶片量測結果
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
-25 -20 -15 -10 -5 0
VDD=1.8V SD1D1 SD2D2 SD1D1,SD2D2(dB)
Frequency (GHz)
圖(3.36) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -SD1D1、SD2D2 量測結果
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -20
-15 -10 -5 0 5 10 15 20
SD2D1,Av(dB)
Frequency (GHz)
VDD=1.8V SD2D1 Av
圖(3.37) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -SD2D1、Av 量測結果
1 2 3 4 5 6
2 4 6 8 10 12
NoiseFigure(dB)
Frequency (GHz)
NF
圖(3.38) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -NF 量測結果
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 Frequency @ 2.2 GHz
OutputPower(dBm)
Input Power (dBm) IP1dB=-4 dBm Frequency @ 4.6 GHz
OutputPower(dBm)
Input Power (dBm) IP1dB=0 dBm IIP3=9.5 dBm
圖(3.40) 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -High Band 線性度 量測結果
圖(3.41) Die Photo(1.1 mm X 1.2 mm)
量測時使用 on-wafer 的4-Port 高頻量測環境，由4-Port 向量網路 分析儀量得 S 參數，而雜訊指數是由高頻雜訊參數量測系統所量得。
晶片的大小為1.1 X 1.2 mm2，圖(3.41)為晶片實作照片，圖中可以看 到，射頻差動輸入埠在晶片的左邊，差動輸出埠在晶片的右邊，DC pad 在晶片的上方右邊為提供第二級電晶體的 DC，而下方右邊的 DC pad 為提供 VDD的 DC。DC pad 周圍的電容，皆是用來 DC 穩壓之用。
3.4.5 結果與討論
因為量測環境是使用 on-wafer 的4-Port 向量網路分析儀，量得 4-Port 的 S 參數，因此使用下面 matrix 將4-Port 的 S 參數代入，以得 到差動2-Port 的 S 參數。
Input Output
DC Pad
DC Pad
SD2D1為10.1dB，電壓增益 Av 為17.05dB。高頻段的中心頻率從5.2GHz 向下偏移到4.6GHz，其功率增益SD2D1為6.08dB，電壓增益 Av 為 10.19dB。若不考慮頻率偏移，該電路在低頻段2.4GHz 時，其功率增 益SD2D1為9.4dB，電壓增益 Av 為16.29dB。在高頻段5.2GHz 時，其功 率增益SD2D1為4.71dB，電壓增益 Av 為5.96dB。 數有兩個 notch。該電路在低頻段2.2GHz 時，其雜訊指數為3.23dB，
在高頻段4.6GHz 時，其雜訊指數為4.37dB。若不考慮頻率偏移，該 電路在低頻段2.4GHz 時，其雜訊指數為3.27dB，在高頻段5.2GHz 時，
其雜訊指數為5.64dB。
由圖(3.39)與圖(3.40)可以觀察到，該電路低頻段與高頻段的線性 度特性表現，由單調(one -tone)功率量測，可以發現該電路低頻段時 的 IP1dB 為-4dBm，高頻段時的 IP1dB 為0dBm。由雙調(two-tone)功 率量測，可以發現該電路低頻段時的 IIP3為5.5dBm，高頻段時的 IIP3 為9.5dBm。對於該電路而言，因為在高頻段時的增益較低，所以其 線性度的表現比低頻段較好。該電路在低頻段與高頻段時，皆有不錯 的線性度表現，最後結果整理於表3.2。
表3.2 Differential dual-band LNA utilizing transformer 模擬與量測結果
Differential dual-band LNA utilizing transformer
(TSMC 0.18μm CMOS)
Item Simulation Measurement
Frequency 2.4GHz 5.2GHz 2.2GHz
(2.4GHz)
4.6GHz (5.2GHz)
S21 (dB) 11.19 8.18 10.1
(9.4)
NF (dB) 1.822 2.613 3.23
(3.27)
4.37 (5.64)
S11 (dB) -9.14 -21.11 -8.27
(-11.85)
-14.93 (-17.08)
S22 (dB) -12.41 -6.52 -8.89
(-10.37)
-9.1 (-4.07)
IP1dB (dBm) N/A N/A -4 0
IIP3 (dBm) N/A N/A 5.5 9.5
Supply Voltage 1.8 V 1.8 V
Supply Current 20 mA 20 mA