電信工程學系碩士班
碩 士 論 文
雙頻道可調式吉伯特混頻器、雙頻道差動低
雜訊放大器與毫米波驅動放大器
Dual-Band Tunable Gilbert mixers、Dual-Band Differential LNA
and Millimeter-Wave Driving Amplifier
研究生：李約廷
指導教授：孟慶宗
放大器與毫米波驅動放大器
Dual-Band Tunable Gilbert mixers、Dual-Band Differential LNA
and Millimeter-Wave Driving Amplifier
研究生:李約廷
Student: Yueh-Ting Lee
指導教授:孟慶宗 博士 Advisor: Dr. Chin Chun Meng
國 立 交 通 大 學
電信工程學系碩士班
碩士論文
A Thesis
Submitted to Department of Communication Engineering College of Electrical and Computer Engineering
National Chiao Tung University In Partial Fulfillment of the Requirements
For the Degree of Master of Science
In
Communication Engineering
July 2007
Hsinchu,Taiwan, Republic of China
大器與毫米波驅動放大器
學生：李約廷 指導教授：孟慶宗 博士 國立交通大學 電信工程學系碩士班摘
要
本篇論文主要分為三個主題，分別實現不同的射頻電路。第一，利 用本篇論文提出的新型雙頻道正交訊號產生器，達成可調式雙頻道 IQ 降頻/單邊升頻混波器。第二，實現應用於無線區域網路的雙頻道低雜 訊差動放大器，並使用變壓器來降低雜訊。第三，在電路裡結合了傳輸 線與共平面波導的方式來實現 60GHz 驅動放大器。 論文主要以 TSMC 0.35μm SiGe BiCOMS 製程、TSMC 0.18μm CMOS 製程，以及 TSMC 0.13μm CMOS 製程來研製應用於 802.11a/b/g WLAN 之射頻電路，在高頻電路設計則是利用 WIN 0.15μm PHEMT 製 程來實現。其中 TSMC 0.35μm SiGe BiCOMS 製程包含了可調式雙頻道 IQ 降頻混波器、可調式雙頻道 IQ 單邊升頻混波器，以及中間級匹配之 差動雙頻道 LNA 等電路。而使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA 是以 TSMC 0.18μm CMOS 製程實現，11GHz 低雜訊放大器則是以 TSMC 0.13μm CMOS 製程實現。最後在高頻電路部份，正交相位之次諧波降 頻混波器與覆晶封裝之 60GHz 驅動放大器都以 WIN 0.15μm PHEMT 製 程來實現。LNA and Millimeter-Wave Driving Amplifier
Student: Yueh-Ting Lee Advisor: Chin-Chun Meng
Department of Communication Engineering National Chiao Tung University
Abstract
In this thesis, we implement several radio frequency circuits in three subjects. First, tunable dual-band IQ down-converter/SSB up-converter are designed by using the new architecture of dual-band quadrature generator in this thesis. Second, we implement the dual-band LNA for WLAN’s applications and take lower noise figure by using transformer. Third, we combine the micro-strip and the coplanar strip in the circuits to implement 60GHz driving amplifier.
In this thesis, we implement several RF circuits for 802.11a/b/g WLAN’s applications by using TSMC 0.35μm SiGe BiCOMS technology process, TSMC 0.18μm CMOS technology process and TSMC 0.13μm CMOS technology process. High frequency circuits are designed and implemented by using WIN 0.15μm PHEMT technology process . In TSMC 0.35μm SiGe BiCOMS technology process, the circuits include the tunable dual-band I/Q down-converter, the tunable dual-band SSB up-converter and the inter-stage matching differential dual-band LNA. We implement the differential dual-band LNA utilizing transformer by using TSMC 0.18μm CMOS technology process and implement the 11GHz low noise amplifier by using TSMC 0.13μm CMOS technology process. Finally, we implement the high frequency circuits include the quadrature RF signal sub-harmonic down-converter and the 60GHz flip-chip driver amplifier by using WIN 0.15μm PHEMT technology process.
兩年的研究所時間過的很快，但卻很充實，感謝大家的支持與幫忙 讓我的論文能順利的完成。尤其感謝孟慶宗老師的指導，讓我在射頻電 路領域上學習了許多。謝謝張志揚教授與林育德教授參與學生的口試並 給予寶貴的建議。另外，在晶片的量測過程中，特別要感謝國家奈米元 件實驗室全體同仁的協助，才能順利完成繁雜的量測工作。 接著要感謝實驗室的大夥。博士班宗翰大學長讓我能很快的進入實 驗室的步調;珍儀學姐優秀的帶領，一起合作完成科專計畫;感謝聖哲學 長扮演著亦師亦友的角色，引導我發現自己的潛力;宏儒學長嚴謹的研 究態度，是我學習的典範。此外，感謝家宏、英杰與樺輿學長的指導， 讓我對課程和實驗有更多的了解。還有感謝同窗的冠璋、柏誼與勝文， 一起分享這酸甜苦辣的碩士生涯。同時要感謝學弟妹們金詳、揚鮮、宜 蓁、雅惠與宜珊的支持與幫忙，讓我這兩年的研究生活充滿回憶，一路 走來大家的關懷與勉勵，我牢記在心。 特別感謝我的家人與女友千琪在求學的過程中給我最大的支持與包 容，讓我能夠堅持下去並完成學業。最後，將此論文的榮耀獻給我的家 人與身邊所有關心我的朋友們。
摘要（中文）… … … i 摘要（英文）… … … ii 致謝… … … ...iii 目錄… … … ...iv 圖目錄… … … ..vii 表目錄… … … .xiv 第一章 導論… … … ..1 1.1 前言… … … .2 1.2 論文組織… … … ..3 第二章 可調式雙頻道 IQ 降頻/單邊升頻混波器之分析與設計… … … ...4 2.1 前言… … … ..5 2.2 IQ 訊號的重要性… … … .5 2.2.1 I/Q 訊號在接收/傳送機的重要性… … … 5 2.2.2 傳統的正交相位產生方式… … … .7 2.3 可調式雙頻道 IQ 理論分析與架構… … … 9 2.3.1 CR-LR IQ 訊號產生機制… … … ....9 2.3.2 雙頻道 IQ 訊號產生機制… … … 10 2.3.3 可調式雙頻道 IQ 訊號… … … ....15 2.3.4 Active balun … … … .19 2.3.5 可調式雙頻道 IQ 架構… … … .21 2.4 實作一，可調式雙頻道 IQ 降頻混波器… … … .22 2.4.1 研究動機… … … ...22 2.4.2 電路設計… … … ...22 2.4.3 晶片量測結果… … … ...24 2.4.4 結果與討論… … … ...33 2.5 實作二，可調式雙頻道 IQ 單邊升頻混波器… … … .36 2.5.1 研究動機… … … ...36 2.5.2 電路設計… … … ...36 2.5.3 晶片量測結果… … … ...39 2.5.4 結果與討論… … … ...45 2.6 實作三，正交相位之次諧波降頻混波器… … … ...48
2.6.3 晶片量測結果… … … ...55 2.6.4 結果與討論… … … ...59 第三章 雙頻道低雜訊放大器設計… … … ....62 3.1 前言… … … 63 3.2 低雜訊放大器設計原理… … … 63 3.2.1 疊接低雜訊放大器架構… … … ...64 3.2.2 同時達到雜訊與輸入阻抗匹配… … … ...64 3.3 實作一，11GHz 低雜訊放大器… … … .68 3.3.1 研究動機… … … ...68 3.3.2 電路設計… … … ...68 3.3.3 電路模擬結果… … … ...71 3.3.4 晶片量測結果… … … ...74 3.3.5 結果與討論… … … ...77 3.4 實作二，使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA… … … .80 3.4.1 研究動機… … … ...80 3.4.2 電路設計… … … ...80 3.4.3 電路模擬結果… … … ...85 3.4.4 晶片量測結果… … … ...89 3.4.5 結果與討論… … … ...92 3.5 實作三，中間級匹配之差動雙頻道 LNA… … … .96 3.5.1 研究動機… … … ...96 3.5.2 電路設計… … … ...96 3.5.3 電路模擬結果… … … ...99 3.5.4 晶片量測結果… … … .104 3.5.5 結果與討論… … … .107 第四章 60GHz 驅動放大器設計… … … ..110 4.1 前言… … … ...111 4.2 基本放大器設計原理… … … ...111 4.2.1 無條件穩定… … … ..112 4.2.2 阻抗匹配… … … ..114 4.3 實作一，覆晶封裝之 60GHz 驅動放大器… … … 114 4.3.1 電路架構… … … ..114 4.3.2 晶片量測結果… … … ..116 4.3.3 結果與討論… … … .119 4.4 實作一，60GHz 驅動放大器… … … 121 4.4.1 電路架構… … … .121
4.5 實作一，MHEMT 製程之 60GHz 驅動放大器… … … ...124 4.5.1 電路架構… … … .124 4.5.2 晶片量測結果… … … .126 4.5.3 結果與討論… … … .128 第五章 結論… … … ..129 參考文獻… … … 132
圖 2.1 I/Q 訊號在接收機架構的重要性… … … ..6
圖 2.2 I/Q 訊號在傳送機架構的重要性… … … ..6
圖 2.3 正交相位產生器… … … .… … … .… … … … ..8
圖 2.4 RC 電路頻率響應(a)Low-pass filter(b)High-pass filter… … … ...8
圖 2.5 CR-LR 正交訊號產生機制… … … ...9 圖 2.6 雙頻道 IQ 架構… … … ....11 圖 2.7 雙頻道 (a)低頻等效電路 (b)高頻等效電路...… … … 11 圖 2.8 雙頻道電感電容的選取… … … 13 圖 2.9 雙頻道正交訊號振幅1dB 不匹配的頻寬… … … .14 圖 2.10 理想 IQ 訊號在複數阻抗座標表示方式… … … ...16 圖 2.11 負載阻抗不為純實部的補償方式… .… … … .16 圖 2.12 電感電容不同寄生電阻的補償方式… … … ...17 圖 2.13 IQ 訊號不匹配的可能情況 (a) A< B &AB < 900(b) A> B &AB < 900 (c) A< B &AB > 900(d) A> B &AB > 900… … … ...18 圖 2.14 可調式雙頻道 IQ 訊號產生機制… … … ..19 圖 2.15 active balun… … … ...20 圖 2.16 可調式雙頻道 IQ 訊號架構… … … ...21 圖 2.17 雙頻道 IQ 降頻混波器示意圖… … … ..22 圖 2.18 可調式雙頻道 IQ 降頻混波器電路架構… … … ...23 圖 2.19 Micromixer 架構示意圖… … … ....24
圖 2.21 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.2GHz) … … … ...25
圖 2.22 轉換增益 VS. RF Power (LO:2.4GHz/P1dB) … … … .26
圖 2.23 轉換增益 VS. RF Power (LO:5.2GHz/P1dB).… … ..… … … .… ..26
圖 2.24 轉換增益 VS. IF Frequency (LO:2.4GHz)… … … ...27
圖 2.25 轉換增益 VS. IF Frequency (LO:5.2GHz)… … … ...27
圖 2.26 IP1dB 與 IIP3量測結果 (LO:2.4GHz)… … … ...28
圖 2.27 IP1dB 與 IIP3量測結果 (LO:5.2GHz)… … … ...28
圖 2.28 轉換增益 VS. I/Q dualband Frequency… … … 29
圖 2.29 Time Domain IQ通道輸出量測結果 (LO:2.4GHz IF:60MHz) … … … ..29
圖 2.30 Time Domain IQ通道輸出量測結果 (LO:5.2GHz IF:70MHz) … … … ..30
圖 2.31 Noise Figure @ LO:2.4GHz… … … ...30
圖 2.32 Noise Figure @ LO:5.2GHz… … … ...31
圖 2.33 RF 端與IF 端 Return Loss… … … ...31
圖 2.34 LO 端 Return Loss… … … 32 圖 2.35 Die Photo (1 mm X 1.1 mm) … … … ..32 圖 2.36 雙頻道單邊升頻混波器示意圖… … … .36 圖 2.37 可調式雙頻道單邊升頻混波器電路架構… … … .37 圖 2.38 轉換增益 VS. LO Power (LO:2.4GHz) … … … ...40 圖 2.39 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.8GHz) … … … ...40 圖 2.40 轉換增益 VS. IF Power (LO:2.4GHz/P1dB) … … … ...41 圖 2.41 轉換增益 VS. IF Power (LO:5.8GHz/P1dB) … … … ...41
圖 2.42 OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:2.4GHz) … … … ...42
圖 2.43 OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:5.8GHz) … … … ...42
圖 2.44 RF bandwidth & Side-band rejection Ratio… … … ....43
圖 2.47 Side-band rejection Ratio at high sideband… … … 44 圖 2.48 Die Photo (1 mm X 1 mm) … … … 45 圖 2.49 正交相位之次諧波降頻混波器示意圖 (a)LO端產生八相位 (b)LO端產生四相位… … … .49 圖 2.50 正交相位之次諧波降頻混波器電路架構.… … … .… … … ..50 圖 2.51 次諧波降頻混波器架構… … … 51 圖 2.52 耦合線示意圖… … … 52 圖 2.53 Lump化 4 耦合線示意圖… … … 53 圖 2.54 Marchand Balun… … … .53 圖 2.55 Marchand Balun 示意圖… … … ...54 圖 2.56 轉換增益 VS. LO Power… … … ...55 圖 2.57 轉換增益 VS. RF Power… … … ...55 圖 2.58 轉換增益 VS. IF Frequency… … … ..56 圖 2.59 RF Bandwidth… … … .56 圖 2.60 RF 端 Return Loss… … … 57
圖 2.61 Time Domain IQ通道輸出量測結果… … … ..57
圖 2.62 LO 端到 IF、RF 隔離度… … … ...58 圖 2.63 RF 端到 IF 隔離度… … … ..58 圖 2.64 Die Photo (2.5 mm X 2 mm)… … … ...59 圖 3.1 疊接低雜訊放大器電路架構… … … ...64 圖 3.2 源級電感性退化電路… … … ...65 圖 3.3 雜訊小訊號等效電路… … … ...65 圖 3.4 11GHz 低雜訊放大器架構… … … ...69 圖 3.5 電路 Re[Zopt] 模擬… … … ...71
圖 3.7 電感Ls (a)感值 (b)Q 值 模擬… … … 72
圖 3.8 電感Lg (a)感值 (b)Q 值 模擬… … … ...72
圖 3.9 電晶體 Noise circle 與GA circle(without L ) 模擬… … … 73s 圖 3.10 源級電感性退化電路 Noise circle 與GA circle 模擬… … … .73
圖 3.11 11GHz 低雜訊放大器-S 、11 S22 模擬… … … ..73 圖 3.12 11GHz 低雜訊放大器-S 模擬… … … .7421 圖 3.13 11GHz 低雜訊放大器-NF模擬… … … 74 圖 3.14 11GHz 低雜訊放大器-穩定度模擬… … … ...74 圖 3.15 11GHz 低雜訊放大器-S 、11 S22 量測結果… … … 75 圖 3.16 11GHz 低雜訊放大器-S21 量測結果… … … 75 圖 3.17 11GHz 低雜訊放大器-NF 量測結果… … … .76 圖 3.18 11GHz 低雜訊放大器-線性度 量測結果… … … ..76 圖 3.19 Die Photo(1 mm X 1 mm) … … … ..77 圖 3.20 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA 電路架構… … … 81 圖 3.21 共電流雙頻道 LNA 電路… … … 81 圖 3.22 輸出端匹配網路 (a)低頻等效電路 (b)高頻等效電路… … … 82 圖 3.23 差動驅動非對稱型電感… … … .83 圖 3.24 差動驅動對稱型電感… … … .84 圖 3.25 差動驅動對稱型變壓器 (a)實際佈局圖 (b)等效電路… … … 85 圖 3.26 電路雙頻道Re[Zopt] 模擬… … … .85 圖 3.27 電路雙頻道Im[Zopt] 模擬… … … .86
圖 3.28 2.4GHz 之 Noise circle 與GA circle 模擬… … … 86
圖 3.31 差動驅動對稱型變壓器(a)感值 (b)Q 值 模擬… … … 87 圖 3.32 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -S 、11 S22 模擬… … … 88 圖 3.33 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -S21 模擬… … … .88 圖 3.34 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -NF 模擬… … … ..88 圖 3.35 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA –穩定度 模擬… … … ...89 圖 3.36 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -S 、11 S22 量測結果… … … ..89 圖 3.37 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -S 、Av 量測結果… … … 9021 圖 3.38 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -NF 量測結果… … … ...90
圖 3.39 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -Low Band 線性度 量測結果… ...91
圖 3.40 使用變壓器型態之差動雙頻道 LNA -High Band 線性度 量測結果… ..91
圖 3.41 Die Photo(1.1 mm X 1.2 mm) … … … 92 圖 3.42 中間級匹配之差動雙頻道 LNA 電路架構… … … ...97 圖 3.43 傳統疊接低雜訊放大器內部匹配問題… … … ...98 圖 3.44 (a)雙頻道中間級匹配網路 (b)低頻匹配等效電路 (c)高頻匹配等效電路… … … ...99 圖 3.45 電路雙頻道Re[Zopt] 模擬… … … 99 圖 3.46 電路雙頻道Im[Zopt] 模擬… … … ..100
圖 3.47 2.4GHz 之 Noise circle 與GA circle 模擬… … … 100
圖 3.48 5.2GHz 之 Noise circle 與GA circle 模擬… … … 100
圖 3.49 差動驅動對稱型電感(a)感值 (b)Q 值 模擬… … … .101
圖 3.50 差動驅動對稱型變壓器-A (a)感值 (b)Q 值 模擬… … … 101
圖 3.51 差動驅動對稱型變壓器-B (a)感值 (b)Q 值 模擬… … … ...102
圖 3.54 中間級匹配之差動雙頻道 LNA -S21 模擬… … … 103 圖 3.55 中間級匹配之差動雙頻道 LNA -NF 模擬… … … .103 圖 3.56 中間級匹配之差動雙頻道 LNA –穩定度 模擬… … … .104 圖 3.57 中間級匹配之差動雙頻道 LNA -S 、11 S22 量測結果… … … 104 圖 3.58 中間級匹配之差動雙頻道 LNA -S 、Av 量測結果… … … .10521 圖 3.59 中間級匹配之差動雙頻道 LNA -NF 量測結果… … … .105 圖 3.60 中間級匹配之差動雙頻道 LNA-Low Band 線性度 量測結果… … … 106 圖 3.61 中間級匹配之差動雙頻道 LNA-High Band 線性度 量測結果… … ...106 圖 3.62 Die Photo (1.3 mm X 1 mm) … … … 107 圖 4.1 電晶體匹配關係… … … .112 圖 4.2 四種外加電阻提高穩定度方式… … … .113 圖 4.3 CPW-MS-CPW 兩級驅動放大器架構… … … ..115 圖 4.4 (a)MS 電場分佈 (b)CPW 電場分布… … … ...115 圖 4.5 CPW-MS-CPW 兩級驅動放大器架構… … … ..116 圖 4.6 FCB 前後S 、11 S 比較… … … ...11621 圖 4.7 FCB 前後S 、12 S 比較… … … ..11722 圖 4.8 IP1dB 與 IIP3 量測結果 (LO:53.5GHz)… … … ....117
圖 4.9 覆晶封裝前之 60GHz 驅動放大器… … … 118 圖 4.10 覆晶封裝之 60GHz 驅動放大器… … … ...118 圖 4.11 60GHz 驅動放大器架構… … … ...121 圖 4.12 60GHz 驅動放大器-S 、11 S 量測結果… … … 12221 圖 4.13 60GHz 驅動放大器-S 、22 S 量測結果… … … 12212 圖 4.14 60GHz 驅動放大器… … … ...123 圖 4.15 MHEMT 製程之 60GHz 驅動放大器架構… … … ..124 圖 4.16 MHEMT 製程電晶體(2x50 )… … … ..125m
圖 4.18 小訊號模型與量測資料比較… … … ...126 圖 4.19 MHEMT 製程之 60GHz 驅動放大器-S 、11 S 量測結果… … … .12621
圖 4.20 MHEMT 製程之 60GHz 驅動放大器-S 、22 S 量測結果… … … .12712
表 2.1 tunable IQ 調變方法… … … 19 表 2.2 Tunable dual-band I/Q down-converter 量測結果… … … ...35 表 2.4 Tunable dual-band SSB up-converter 量測結果… … … ...47 表 2.5 Quadrature RF Signal Sub-harmonic Down-converter 量測結果… … … … ...61 表 3.1 11GHz Low Noise Amplifier 模擬與量測結果… … … ..79 表 3.2 Differential dual-band LNA utilizing transformer 模擬與量測結果… … … ..95 表 3.3 Inter-stage matching differential dual-band LNA 模擬與量測結果… … … ..109 表 4.1 60GHz Flip-Chip Driving Amplifier 量測結果… … … .120 表 4.2 60GHz Driving Amplifier 量測結果… … … ..124 表 4.3 MHEMT 60GHz Driving Amplifier 量測結果… … … ..128
第一章
1.1 前言
最近幾年無線通訊科技的快速發展，包含2G 與3G 通訊規格的手 機、短距離無線傳輸的 Bluetooth、以及無線區域網路...等無線設 備的普及應用，已成為生活中常見的溝通與訊息傳輸工具。在有限的 頻寬中，新的通訊系統規格要求更高速的傳輸速率以提供多媒體的加 值服務，並且需要低耗電操作以延長電池壽命成為無線通訊設備共同 的趨勢。而由於積體電路技術、數位通訊與數位訊號處理方法等的進 步使得通訊設備的功能更加多元化，並依據不同的地區、功能與成本 的需求，分別發展出不同的系統規格，而各系統對於傳輸頻段、訊號 頻寬、調變方式與多工模式的要求也都不盡相同，因而未來的電路設 計，不管是數位、類比、混合信號或是射頻電路將更加的複雜，設計 難度將不斷提升。 而在射頻電路的設計方面，電路需考慮許多特性，包含了雜訊、 線性度、功率消耗、阻抗匹配、操作頻率、直流電壓供應、信號振幅 及在系統規格之間的差異，各種參數相互地影響，將使得設計上更加 困難，因此設計者必須要在這些設計參數中做一個取捨。而設計上最 困難的地方，在於缺少一個精確高頻的主動與被動元件模型，再加上 製程上的差異，將使得電路設計目標與電路量測結果有一段差異，因 此電路的設計者多半憑著多年經驗和直覺來設計及預測電路的效 能。另外，相較於其它的電路設計，射頻電路設計需要更多的知識背 景，例如半導體元件、類比電路設計、微波電路理論、通訊理論…等， 每一種知識都要有一定的時間來學習，所以需要多年的學習與實作經 驗累積才能成為一位射頻電路設計工程師。在射頻晶片製程技術上，由於 CMOS 技術的成本較低且有極佳 的系統整合能力，使用 CMOS 製程技術在單一晶片上同時實現射頻 前端電路及基頻電路已是最新的趨勢。CMOS 技術擁有眾多的優勢， 似乎也是電路整合發展的主流，但從特性觀點來看，砷化鎵(GaAs)， 矽鍺（SiGe） 元件有更高的截止頻率、更高的轉導值，用來實現射 頻前端電路將消耗較少的功率，所以這類技術也非常適合高速電路之 應用。
1.2 論文組織
本篇論文將利用 SiGe、CMOS、PHEMT、MHEMT 製程技術來設計晶 片。本論文分為五個章節，第一章為導論，說明無線通訊的發展與前 端電路的設計觀念；第二章為可調式雙頻道 IQ 降頻/單邊升頻混波器 之分析與設計，利用新型的可調式正交訊號產生機制取代一般正交訊 號產生方式；第三章為雙頻道低雜訊放大器設計，介紹低雜訊放大器 的設計並利用變壓器整合差動電感，實作在雙頻道低雜訊放大器應用 中，減少電感佔 IC 的面積，並降低雜訊貢獻;第四章為60GHz 驅動放 大器，由於操作頻率夠高，所以在實作中都是利用傳輸線觀念來做設 計;第五章則對上述的所有電路設計與實作結果做個結論。第二章
可調式雙頻道
IQ
降頻
/
單邊升頻混
2.1 前言
為了因應未來高速無線區域網路的應用，FCC(Federal Communication Commission)於5GHz 規劃了300MHz 頻寬為 U-NII (Unlicensed National Information Infrastructure)頻帶。U-NII 頻帶裡可 以分為低、中、高三個頻帶。在射頻積體電路中，美國制訂的免授 權頻帶範圍，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz 的802.11a 規 格，以及2.4GHz~2.5GHz 的802.11b/g，由這些規範的例子可看出， 系統單晶片的發展必須往多頻道方向前進，才能在單一電路中進行 多個頻道訊號處裡。 一般正交訊號設計都為單一頻率，所以不管是降頻 IQ 解調混波 器或是單邊升頻混波器，電路都只適用於某一頻道，在本章前兩個實 驗中，將利用一新型的單端輸入可調式雙頻道正交訊號產生機制取代 原先的雙端輸入 poly-phase 正交訊號產生機制，並實現一可調式雙頻 道 IQ 降頻/單邊升頻混波器，實作的電路將可適用於 802.11a/b/g 頻帶
[1]，達到多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)目的。
本章節實作三，電路頻率操作在毫米波頻段，毫米波頻段系統提 供了較寬的頻帶，滿足了現代通訊高速率與大容量的需求，因而成 為了近十年來歐、美、日等先進國家無線寬頻通訊產品之重要發展。 而實作使用了製程 WIN 0.15μm PMEMT 高 fT以及很小的 substrate
loss 特性來實現34GHz 正交相位之次諧波降頻混波器，因為頻率是設 計在34GHz，實作中將結合傳輸線概念，在 RF 端利用傳輸線產生正 交訊號，達到正交訊號輸出之降頻混波器。
2.2 IQ 訊號的重要性
正交訊號廣泛的運用在很多前端電路設計裡，如次諧波混頻器 [2]、I/Q 降頻混頻器、單邊升頻混頻器[3]，以及威福與哈特利傳輸系 統[4]。如圖(2.1)所示，一般的接收機架構上，利用正交相位來實現頻 率調變或相位調變，如果同相位、正交相位間沒有準確的 90 度差或 是有振幅的誤差，在作降頻時訊號的座標圖會產生誤差使 Bit Error Rate[5][6]升高。 LNA R F Filter VGA A / D DSP VGA A / D 90 Shifter 圖(2.1) I/Q 訊號在接收機架構的重要性 在有限的頻寬中，傳送機架構裡也需要利用正交相位達到單邊升 頻的效果，如圖(2.2)所示，如果同相位、正交相位間沒有準確的 90 度差或是有振幅的誤差，旁帶訊號依舊會傳送出去，造成他人頻帶的 干擾。 PA D / A D / A 90 Shifter 圖(2.2) I/Q 訊號在傳送機架構的重要性
2.2.2 傳統的正交相位產生方式
正交訊號產生方式不外乎五種方法，方法一，除頻器(Divider)
[7] ，除二除頻器可以將差動訊號轉換為正交訊號，但輸入的差動訊
號頻率需要為正交訊號頻率的兩倍，因此在高頻電路設計上將會有
困難。方法二，正交相位壓控振盪器(Quadrature VCO)[8]-[10]，架構
有很多種，電路特性則是在 phase noise 與 quadrature accuracy 之間
做取捨。方法三，4耦合線(Coupler)[11]-[13]，大部分都還是實作在 MMIC 運用中，因為在低頻很難將傳輸線整合進 IC 裡，即使利用繞 線縮小面積整合在 IC 上，都很難確保相位的準確度以及振幅的平 衡。方法四，環形震盪器(Ring Oscillators)[14]-[16]，雖然可以提供比 LC 震盪器更寬頻的震盪頻率，但利用此架構無法產生準確的正交訊 號與 phase noise，將會惡化整個系統。方法五，由 RC-CR 所組成的 正交相位產生器(polyphase filter)[17][18] ，如圖(2.3)所示，由於製程 上的誤差，實作上必須利用多級的 RC-CR 來確保正交相位準確，但 相對的電阻損耗也會變大，並且電阻的自振頻率與寄生效應並不適 合運用在高頻電路設計。 此次實作是以 polyphase 觀念為出發點並加以變化，因此下面將 討論 polyphase 工作原理，如果把輸入端 port1和 port2相接，port3和 port4相接，並且在這兩個輸入端給予差動訊號，這樣輸出端便可以 產生 0
0 、900、1800、2700四個不同相位的訊號，分析它的原理之前必
須先知道高通濾波器與低通濾波器的頻率響應，其頻率響應如圖(2.4) 所示，
1 o RC Port1 Port2 Port3 Port4 圖(2.3) 正交相位產生器 A 0 0 0 (dB) ( )a 0 90 0 45 A 0 0 0 (dB) ( )b 0 45 0 90
圖(2.4)RC 電路頻率響應(a)Low-pass filter(b)High-pass filter 在極點頻率 0 1/ RC時，其相位分別超前450( 45 ) 0 及落後450( 45 ) 0 。 利用重疊原理，把 Port2，Port3，Port4均接地，從 Port1輸入 o 1 0 V ， 根據圖(2.4)的相位響應關係，輸出端 port1相當於訊號經過 RC 低通 濾波器之後，相位領先45O (-45o)，輸出端 port2相當於訊號經過 CR 高通濾波器之後，相位落後45o (+45o)，依此類推可以在 Port1/3產生 270o，90o，Port2/4產生180o，0o 的訊號，如此一來可以得 quadrature phase，此即正交相位產生器的工作原理。
2.3 可調式雙頻道 IQ 理論分析與架構
2.3.1 CR-LR IQ 訊號產生機制
原先的 CR-RC 正交相位產生器訊號在作傳輸時需要考慮負載效 應，訊號輸入端的阻值需要遠大於 R 或 1 (C) ，才能降低電壓振幅損 失，因此使用多級串接來增加正交相位頻寬時，所造成能量損耗將會 相當可觀，在這裡提出一個新的想法，利用 CR-LR 來取代原先的 RC-CR 所組成的正交相位產生器，並將電阻 R 併入電路看到的輸入 阻值Rload，以達到最小的能量損失，如圖(2.5)所示。C
L
C
R
R
C
R
R
90
0
0
90
loadR
loadR
load>>
R
R
Rload R AV
BV
INV
V
IN 圖(2.5) CR-LR 正交訊號產生機制 原先的正交相位產生器 R-C 部分的公式推導 2 2 1 1 , 1 1 R R SC R where L CR R SCR R SL R SC SC R 由公式可以看出用一組 L-R 可以等效取代 R-C 電路，而此電路直覺 的概念是利用電感在相位上會超前電容，利用這樣的概念來產生出 一組 phase 差90度，而振幅大小相同的正交訊號產生機制，接下來說 明此架構正交訊號產生的條件與公式推導，
2 2 2 B ; 1 1 ( ) ( ) = = 1 ( ) 1 A IN B IN A R R V V V V j L R R j C L R jR L V j L R C C V R R C j C 由上述式子中可以發現當 2 L R C 與
1
2 1 2 ( ) R L R C C 時，輸出 端可以得到完美的 IQ 訊號，將兩個成立條件化簡得到R L 1 C 。 而輸入阻抗表示為下面式子，
2 1 // 2 in j L R R j L C C Z R j L R j j C R j L C 發現只須滿足條件R = L C ，等效輸入阻抗恆等於 R，與頻率無關， 因此利用此架構將可得到寬頻匹配。上述的式子推導都成立於電壓 的觀點下，同樣的正交訊號產生機制也會成立於電流觀點，
1 2 2 2 ( ) 1 1 1 ( ) 1 1 // B A in in when C L G C G jG C I j C G L L j I G Z j L L C when G L j Y G j C G G L R Z2.3.2 雙頻道 IQ 訊號產生機制
2.3.1節已說明可以將 CR-RC 正交相位產生器架構等效為 CR-LR，那麼接下來將更近一步的將此架構發展為雙頻道正交訊號機 制，如圖(2.6)所示，只需要利用一組並聯的L C1 1與另一組串聯的L C2 2來實現，並聯的L C1 1組合在低頻時看到的等效電路是電感，高頻看到是 電容，而串聯的L C2 2組合在低頻時看到的等效電路是電容，高頻看到 是電感，如圖(2.7)所示 2
L
Input C1 2 CR
R
1L
圖(2.6)雙頻道 IQ 架構 Input 2 CR
R
1 L 2 L Input 1 CR
R
(a) (b) 圖(2.7)雙頻道 (a)低頻等效電路 (b)高頻等效電路 在高頻與低頻等效電路上的確可以看到 LR-CR 與 CR-LR 兩組單頻道 正交訊號產生機制。接下來，將推導式子來說明如何設計電感L L1 2以 及電容C C1 2來決定電路的雙頻道正交訊號頻率，由2.3.1節可以知道單 頻道 IQ 訊號成立於條件R L 1 C ，所以雙頻道正交訊號成立時， 根必定存在於jR解上，在這裡直接套用這結果，已知並聯組合L C1 1的雙頻道正交訊號存在於
1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 1 2 1 1 1 2 1 1 2 // 1 // ( 1) 0 0 ( 1) H H H H L L L L L C j L jR j C j L jR L C L C R L R L C R L R j L jR L C ... 1 ... 2 又知串聯組合L C2 2的雙頻道正交訊號存在於
2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 1 1 0 1 0 L L H H H H L L L C j L jR j C jR j C L C L C C R L C C R jR j C L C 2 2 2 2 2 2 2 2 1 ... 3 ... 4 1 並聯的L C1 1公式可以解得電感L1及電容C1， 1 1 1 2 1 2 2 2 2 2 (1) * (2) * 0 ( ) 1 (1) ( ) L L L L L L H H H H H L H H L R L R L R C R 帶回式 可得 串聯的L C2 2公式可以解得電感L2及電容C2， 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 (3) * (4) * 0 ( ) 1 (3) ( ) L L L L L L L H H H H H H H C R C R C R L R 帶回式 可得由上式推導可以知道選定兩個頻率H以及L，那麼L1、L2、C1以及C2 都為可知的解，因此利用上述的架構及方法，電路將能實現雙頻率 正交訊號，如圖(2.8)所示。 2 ( H L) R L Input
1 1 C = H L R 2 C H L H LR R
R
1 H L H L R L 圖(2.8) 雙頻道電感電容的選取 輸入阻抗Zin也可以由下面式子推導 1 2 1 2 2 2 2 1 2 2 1 2 2 2 2 2 1 1 1 1 2 2 1 2 2 2 1 1 2 1 2 2 1 1 1 // // 1 1 1 1 1 2 1 in in Z R j L R j L j C j C L L C L L C R jR C L C L C C L L C R j L C C L L when R C C Z R 由式子可以發現在R = (L1/C2)1/2= (L2/C1)1/2條件下輸入阻抗為R並且與 頻率無關，因此架構可以達到寬頻匹配[19]。同樣的利用分壓關係表示，由下面式子亦可以看出在 R = (L1/C2)1/2= (L2/C1)1/2條件下，正交訊號 的實部項為零跟頻率無關，因此訊號相位將恆等於 0 90 2 2 2 _ 2 1 _ 2 1 1 2 2 2 1 2 2 1 2 2 2 2 2 1 1 1 1 2 2 2 1 2 1 1 1 2 2 2 1 2 2 2 _ 1 1 2 _ 2 1 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 A dual B dual A dual B dual L C R j V C L V R j L C L L C L L C R jR C L C L C C L R L C L L when R C C L L C jR V L C C V L R L 2 1 C 如果將此架構放在吉伯特混頻器 LO current switch 級，只要確定電晶 體能正確切換電流，電路將能容許1dB 的振幅不匹配，利用 matlab 軟體將公式帶入模擬得到如下圖(2.9)所示， 0 1 2 3 -10 -5 0 5 10 -1.0 -0.5 0.0 0.5 1.0 0 2.375 h h=5.2;l=2.4 h=5.7;l=2.4 1 2 2 1 L L R C C 0 l h2.1670 Magnitude Error (<1dB): 0.96 0~1.040, 2.08 0~2.270, 2.27 0~2.50 M a g n it u d e E rr o r (d B ) Normalized Frequency (/ 0) P h a s e E rr o r (D e g re e ) 圖(2.9) 雙頻道正交訊號振幅1dB不匹配的頻寬
當R = (L1/C2)1/2= (L2/C1)1/2條件下，對頻率0 l作正規化，2.4/5.2 GHz 雙頻道運用中ωh= 2.167ωl，振幅在1dB 不匹配的雙頻道正交訊號頻 寬為0.960 ~ 1.040以及2.080 ~ 2.270，而在2.4/5.7 GHz 雙頻道運用中 ωh= 2.375ωl，振幅在1dB 不匹配的雙頻道正交訊號頻寬為 0 0 0.96 ~ 1.04 以及2.270 ~ 2.50。 與 polyphase 正交訊號產生器做比較，可以歸納出以下優點， 1. 由於電路設計的 R 已用輸入電阻Rin所取代，所以用 CR-LR 取代 CR-RC 在訊號損失較小，並且 LC 元件都是理想上 noise free 元件， 在雜訊貢獻度比較上優於 polyphase，LC 也較適合於高頻運用。 2. 當條件 R = (L1/C2)1/2= (L2/C1)1/2成立時，輸入阻抗Zin R與頻率無關， 因此能達到寬頻匹配。 3. 增加 L-C 階數將可以增加正交訊號頻道數量。
2.3.3 可調式雙頻道 IQ 訊號
2.3.2節雙頻道正交訊號的推導都成立於理想狀態，包含了電感感 值、電容容值與內阻都不隨頻率而增加(無自振頻率和 Q 無限大)，以 及條件R L 1 C 虛部阻值在選定頻率下都等於 R，在實際電路實 作上不容易達成，因此在實作中利用了 MOS varactor 取代電容，達 到可調變機制，來確保正交訊號條件能成立，以下就來探討一些實作 上會面臨到的問題，以及解決方式。 如圖(2.10)所示，利用複數阻抗座標可以看出當R L 1 C 成立 時，電感相位領先電容相位 0 90 ，且振幅相同大小(Zload ZL ZC)，這是前面2.3.2節在理想條件下正交訊號成立時，複數阻抗座標表示方 式， Re Im load
Z
90 LZ
CZ
Z Zr, i
Zr,Zi
圖(2.10) 理想 IQ 訊號在複數阻抗座標表示方式 在實際情況下電路的Zload往往會帶有Cbe與Cbc寄生電容效果，使得Zload 不會是一個純電阻，會並聯一個電容，如圖(2.11)所示，這時需要將 虛部電感ZL阻值加大(電感變大)，虛部電容ZC阻值縮小(電容變大)， 那麼在輸出的地方一樣可以得到一組完美的 IQ 訊號， Re Im loadZ
90 LZ
CZ
Z Z
r,
i
Z
r,
Z
i
圖(2.11) 負載阻抗不為純實部的補償方式 接著討論在實作上，使用的被動元件電感電容值會有不同的 Q 值， 一般來說電容的 Q 值會較高，也就是電感的寄生電阻會大於電容的 寄生電阻，若將此結果直接反應在複數阻抗座標上，就會發現電感的Zload會多增加Z，如圖(2.12)所示，要補償此段差異需將ZC增加 Z (電容變小)，由三角關係可以發現
Zr Z Z, i
與
Zr, Zi Z
為兩個 全等三角形，斜邊等長，而且兩個夾角為互餘，因此輸出訊號依舊 為完美 IQ 訊號。 Re Im load Z 90 L Z C Z
Zr Z Z, i
Zr, Zi Z
Z Z 圖(2.12) 電感電容不同寄生電阻的補償方式 有了上述不同情況的補償方式，那麼已經能粗略估計電感感值、電 容容值的大小。 電路設計上還是有一些電晶體的不匹配，與電感電容的製程誤差 無法掌握，下面將使用四種不同的 IQ 不匹配結果，來概括所有情況， 如圖(2.13)所示， 0 < B & AB < 90 A ， A> B &AB < 900， 0 < B & AB > 90 A ，以及 0 > B & AB > 90 A ，四種不同情況，Re Im A B Re Im A B Re Im A B Re Im A B 0 < 90 0 < 90 0 > 90 0 > 90 (a) (b) (c) (d) 圖(2.13) IQ 訊號不匹配的可能情況 (a) 0 < B & AB < 90 A (b) 0 > B & AB < 90 A (c) 0 < B & AB > 90 A (d) 0 > B & AB > 90 A 要將此四種不匹配情況拉回完美 IQ 訊號，至少需要兩個變數才能校 正所有情況，在電感、電容、負載阻抗三項變數裡，調變電感感值 的可行性不高，因為調變電感需要串聯 MOS varactor 來達到可變機 制，此作法會降低電感感值，因此需要再加大電感，這樣不僅僅會 造成自振頻率與 Q 值下降，而且較大的電感佔 IC 面積較大，製程成 本會因此增加，所以在電感、電容、負載阻抗三項變數裡面，電路 選用電容與負載阻抗做為調變項，調變方法如下，不匹配情況為(a) 時，減小ZC(加大電容容值)，降低Zload(加大 active balun 電流)。不匹
配情況為(b)時，加大ZC(減小電容容值)，降低Zload(加大 active balun
active balun 電流)。不匹配情況為(d)時，加大ZC(減小電容容值)，增
加Zload(減小 active balun 電流)，整理如下表2.1所示。
表2.1 tunable IQ 調變方法
IQ mismatch condition Zc Zload
0 < B & AB < 90 A ↘ ↘ 0 > B & AB < 90 A ↗ ↘ 0 < B & AB > 90 A ↘ ↗ 0 > B & AB > 90 A ↗ ↗ 可調式雙頻道 IQ 訊號產生機制如圖(2.14)所示 1 bias DC _ IN dual
V
0 0 0 90
00
0 90@ high frequency band
@ low frequency band
2
L
1L
2C
1C
R
R
_ A dualV
_ B dualV
圖(2.14) 可調式雙頻道 IQ 訊號產生機制2.3.4 Active balun
混頻器的輸入端為差動訊號不僅僅會減輕共模排斥問題，對於 2 IIP也會有相當大的改善，然而可調式雙頻道正交訊號為 IQ 輸出，而雙頻衡混波器電路需要差動輸入，因此需要在正交訊號輸出兩端 加上 active balun，如圖(2.15)所示，此架構提供了 Single to Differential 輸出，所以整體電路變成單端輸入 quadrature 四個相位輸出。 1 Q Q2 3 Q Q4 1 r r2 3 r r4 in V in R V m in g gmVin cc v d1 R Rd2 圖(2.15) active balun 共基極偏壓的Q3提供了一正相的轉導增益，而共射極偏壓的Q2則提 供了一反向的轉導增益， current buffer Q4並不會影響電流相位，並 且平衡了兩邊的直流準位，也因為電晶體Q4的存在，使得Q2的 Miller effect 獲得了改善，而低阻抗二極體Q1的連接亦使得Q2速度大幅提 升。由輸入端看進去的阻抗值 1 3 m1 m3 m 1 1 1 ( +r )//( +r ) ( +r )/2 g g g ，因此可 以利用低阻值的電阻與調整電晶體的偏壓來達到50的寬頻匹配[20] [21]。 此架構的好處在於電路佔 IC 面積很小、單端輸入轉雙端輸出、 操作頻寬大，輸入阻抗寬頻匹配、以及可調整的輸入阻抗，這些 active balun 的優點都符合了可調式雙頻道 IQ 訊號產生機制的需要。
2.3.5
可調式雙頻道 IQ 架構 將可調式 IQ 架構與 active balun 做結合可以得到圖(2.16)，控制 1 bias DC 來調變ZC，控制DCbias2來調變Zload。 1 b ia s D C In p u t 2 b ia s D C 2 b ia s D C 0 0 1 8 00 0 9 0 0 2 7 0 0 0 0 1 8 0 0 9 0 0 2 7 0@ lo w fr e q u e n c y
@ h ig h fr e q u e n c y C CV
C CV
圖(2.16) 可調式雙頻道 IQ 訊號架構 原本的雙頻道 IQ 訊號產生方式，須要用兩組 polyphase 來達成雙頻 道正交訊號目的，功率損失相當可觀，而此架構只需要利用二組 LC 就可以達到雙頻道正交訊號的產生，降低了電路功率的消耗。2.4 實作一，可調式雙頻道 IQ 降頻混波器
2.4.1 研究動機
近年來，產品設計希望能將多種不同的無線通訊系統，整合到單 一收發機上，因此多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)通訊系統架 構，為目前產品開發的趨勢，而整合系統頻帶又以美國制定的免授 權頻帶範圍為最熱門，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz 的 802.11a 規格，以及2.4GHz~2.5GHz 的802.11b/g，此次實作目的在利 用新型的雙頻道 IQ 訊號產生器並整合在降頻混波器來達到雙頻道 IQ 降頻混波器的目標。
2.4.2 電路設計
(1)電路架構 可調式雙頻道 IQ 降頻混波器架構，如下圖(2.17)所示， LO Micromixer RF Micromixer Buffer Buffer @ low frequency (@ high frequency) Dual band Quadrature Generator 圖(2.17) 雙頻道 IQ 降頻混波器示意圖 本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一個雙頻 道 IQ 輸出，頻率在 2.4GHz 以及 5.2GHz 的吉伯特降頻混頻器。LO 埠訊號單端輸入就可以得到雙頻道正交訊號，為了減少量測上的不便 ， 在 混 頻 器 的 RF 埠 設 計 上 就 採 用 單 端 輸 入 且 寬 頻 匹 配 的 micromixer 架 構 [20][21]， 而 IF 埠 輸 出 端 則 是 利 用 簡 單 的
common-collector 做為 Output Buffer，來達到輸出阻抗匹配。電路架 構如圖(2.18)所示 I I Q Q
I
I
Q
Q CC V IF_I Output Buffer 2 bias 1 bias IF_Q Micromixer 2 bias 1 bias 3 bias 4 bias buffer V buffer V buffer V buffer V CC V -Dual band quadrature generator LO RF IF_Q IF_I @ low frequency @ high frequency 2 R 1 R 1 Q 2 Q RF 4 bias 圖(2.18) 可調式雙頻道 IQ 降頻混波器電路架構 (2)本地震盪源輸入極 LO 端採用新型的可調式雙頻道正交訊號產生機制，訊號單端輸 入，產生雙頻道的正交訊號，運作原理於2.3節有詳細的推導與分 析 。由於放在吉伯特混頻器的 LO 端，做為電流的開關控制源，相 對的 LO 電壓振幅差異就沒有那麼嚴格了，只要 LO 的功率夠大，足 夠讓電晶體能夠開關產生混頻效果就可以，因此將新型的可調式雙 頻道正交訊號產生機制放在 LO 端，可以容許較大的 Magnitude error，也因此提供了此架構較大的正交訊號頻帶範圍。(3)射頻輸入極
本電路主要採用 Gilbert cell mixer 為主要架構核心，而 RF 端的 差動訊號源則是利用四個電晶體來構成一個 Single to Differential 之 電路，如圖(2.19)所示，共基極偏壓的Q3提供了一正相g Vm in路徑，而 共射極偏壓的Q2與共積極偏壓的Q4則提供了一反向g Vm in路徑，電晶 體Q4的存在不僅僅平衡了兩邊的直流準位，也改善了電晶體Q2的 Miller effect 問題，而低阻抗二極體Q1的連接亦使得Q2速度大幅提 升。輸入端看進去的阻抗值 1 3 m1 m3 m 1 1 1 ( +r )//( +r ) ( +r )/2 g g g ，因此可以 利用低阻值的電阻與調整電晶體電偏壓來達到50的寬頻匹配，不同 於傳統的吉伯架構混頻器需要外加匹配電路，如此可讓輸入匹配電路 不會佔據 IC 太大的面積。 1 Q Q2 3 Q Q4 1 r r2 3 r r4 in V in R m in g V m in g V Mixer core 圖(2.19) Micromixer 架構示意圖 (4)輸出緩衝極 利用一簡單的 common collector 作為輸出端的阻抗匹配，方便量 測。
2.4.3 晶片量測結果
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 C o n v e rs io n G a in (d B ) LO Power (dBm) Conversion Gain RF:2.46GHz/-21.37dBm IF :60MHz 圖(2.20) 轉換增益 VS. LO Power (LO:2.4GHz) -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 -20 -15 -10 -5 0 5 C o n v e rs io n G a in (d B ) LO Power (dBm) Conversion Gain RF:5.27GHz/-22.1dBm IF :70MHz 圖(2.21) 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.2GHz)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 1 2 3 4 5 6 7 C o n v e rs io n G a in (d B ) RF Power (dBm) Conversion Gain RF:2.46GHz LO:2.4GHz/-3dBm 圖(2.22) 轉換增益 VS. RF Power (LO:2.4GHz/P1dB) -25 -20 -15 -10 -5 0 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 C o n v e rs io n G a in (d B ) RF Power (dBm) Conversion Gain RF:5.27 GHz LO:5.2GHz/0.1dBm 圖(2.23) 轉換增益 VS. RF Power (LO:5.2GHz/P1dB)
0 200 400 600 800 1000 1200 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 C o n v e rs io n G a in (d B ) IF Frequency (MHz) Conversion Gain RF:2.45~3.6GHz/-21.37dBm Fixed LO:2.4GHz/-3dBm 圖(2.24) 轉換增益 VS. IF Frequency (LO:2.4GHz) 0 200 400 600 800 1000 1200 -4 -2 0 2 C o n v e rs io n G a in (d B ) IF Frequency (MHz) Conversion Gain RF:5.25~6.4GHz/-22.1dBm Fixed LO:5.2GHz/0.1dBm 圖(2.25) 轉換增益 VS. IF Frequency (LO:5.2GHz)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 IP1dB=-10.5dBm IIP3=-2dBm Output Power (f1) Output Power (2f1-f2) RF:2.46GHz LO:2.4GHz/-3dBm O u tp u t P o w e r (d B m ) RF Power (dBm)
圖(2.26) IP1dB 與 IIP3量測結果 (LO:2.4GHz)
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 -80 -60 -40 -20 0 20 IP1dB=-9.5dBm IIP3=-0.5dBm Output Power (f1) Output Power (2f1-f2) RF:5.27GHz LO:5.2GHz/0.1dBm O u tp u t P o w e r (d B ) RF Power (dBm)
0 1 2 3 4 5 6 7 -10 -5 0 5 10 IF_Q IF_I IF_Q IF_I
I Channel Conversion Gain Q Channel Conversion Gain
C o n v e rs io n G a in (d B ) Frequency (GHz)
圖(2.28) 轉換增益 VS. I/Q dualband Frequency
圖(2.30) Time Domain IQ 通道輸出量測結果 (LO:5.2GHz IF:70MHz) 100 200 300 400 500 0 5 10 15 20 25 30 N o is e F ig u re (d B ) IF Frequency (MHz) NF Fixed LO:2.4GHz
100 200 300 400 500 0 5 10 15 20 25 30 35 N o is e F ig u re (d B ) IF Frequency (MHz) NF Fixed LO:5.2 GHz
圖(2.32) Noise Figure @ LO:5.2GHz
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
IF Port return loss RF Port return loss
re tu rn lo s s (d B ) Frequency (GHz) 圖(2.33) RF 端與 IF 端 Return Loss
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -20 -15 -10 -5 0
LO Port return loss
re tu rn lo s s (d B ) Frequency (GHz) 圖(2.34) LO 端 Return Loss 圖(2.35) Die Photo (1 mm X 1.1 mm)
RF Input
IF
Output
LO Signal
6pin
DC
Pad
DC Pad
圖(2.35)為晶片實作照片，晶片的大小為1 X 1.1mm2，量測時使
用 on-wafer 的高頻量測系統，圖中可以看到，射頻訊號輸入埠在晶片 的上方，由於 micromixer 的機制，訊號只需要單端輸入 GSG 下針， 而本地振盪訊號輸入埠在晶片的下方，同樣的也只需要單端輸入 GSG 下針，中頻訊號輸出埠在晶片的左方，GSGSG 的雙端輸出來驗證是 否為正交訊號，6 pin DC pad 在晶片右方，上方的一個 DC pad 為提 供輸出緩衝擊的電流。DC pad 周圍的電容，皆是用來 DC 穩壓之用。
2.4.4 結果與討論
RF 頻帶選定在2.4GHz，因為 active balun 存在的緣故，由圖(2.20) 可以發現當本地振盪訊號功率從-5dBm 增加到12dBm 時，轉換增益 都維持在5dB 到6dB 左右，在此固定本地振盪源-3dBm，得到圖 (2.22)、圖(2.26)，轉換增益及 IF 輸出功率對 RF Power 作圖，由圖 可以讀出 IP1dB=-10.5dBm 與 IIP3=-2dBm，圖(2.24)可以看出 IF 3dB bandwidth 大約900MHz，遠遠超過系統需要的頻寬，圖(2.31)量得最 低的 IF 埠 Noise Figure 約為19dB。 同樣的另一 RF 頻帶選定在5.2GHz，由圖(2.21)可以發現當本地振 盪訊號功率從0dBm 增加到12dBm 時，轉換增益都維持在1dB 左右， 在此固定本地振盪源0.1 dBm，得到圖(2.23)、圖(2.27)，轉換增益及 IF 輸出功率對 RF Power 作圖，由圖可以讀出 IP1dB=-9.5dBm 與 IIP3=-0.5dBm，圖(2.25)可以看出 IF 3dB bandwidth 大約900MHz，遠 遠超過系統需要的頻寬，圖(2.32)量得最低的 IF 埠 Noise Figure 約為 21dB。 圖(2.33) RF 端與 IF 端 Return Loss 都在-10dBm 以下，主要是因 為 RF 端是 micromixer 機制，阻抗是寬頻匹配，而 IF 端是 emitter follow的緩衝機制，而在圖(2.34)可以發現 LO 端的調變機制也是符合了2.3 節所推導的輸入阻抗寬頻匹配情況。
圖(2.28)可以看出雙頻率2.4GHz 與5.2GHz 的 IQ-channel 轉換增益 為平衡。而圖(2.29)與圖(2.30)可以發現該系統的輸出中頻 I-通道與 Q-通道的弦波訊號，在 LO=2.4GHz，IF=60MHz 時，訊號相位相差 90.2度，phase mismatch 為0.2度，而 gain mismatch 為=0.1085mV (0.204%)，另一頻帶 LO=5.2GHz，IF=70MHz 時，訊號相位相差270.68 度，phase mismatch 為0.68度，gain mismatch 為=0.2355mV
(0.944%)，此正交訊號是否會很敏感，將在下一個實驗”可調式雙頻 道單邊升頻混波器”利用 Side-band Rejection Ratio 來做驗證。
表2.2 Tunable dual-band I/Q down-converter 量測結果
Tunable dual-band I/Q down-converter
(TSMC 0.35um 3P3M SiGe BiCMOS)
Frequency 2.4GHz 5.2GHz
Conversion Gain 5.2dB 1.2dB
IP1dB/IIP3 -10.5dBm/-2dBm -9.5dBm/-0.5dBm
IF bandwidth 900MHz 900MHz
RF Input Return loss -21.65dB -17.13dB
LO Input Return loss -12.45dB -11.78dB
IF Input Return loss -9.71dB -10.28dB
Gain mismatch 0.204% 0.944% Phase mismatch 0.2o 0.68o Noise Figure 19dB 21dB Power Dissipation 37.9mW 33.3mW Supply Voltage 3.3V Chip Size 1mm x 1.1mm
2.5 實作二，可調式雙頻道單邊升頻混波器
2.5.1 研究動機
由 於 空 間 的 頻 寬 有 限 ， 現 在 傳 送 機 都 必 須 要 做 單 邊 升 頻 混 波 器 ， 以 減 小 頻 寬 的 使 用 ， 並 且 壓 抑 旁 帶 訊 號 ， 防 止 旁 帶 訊 號 干 擾 其 它 頻 帶 訊 號。在 IF 端 與 LO 端 都 利 用 Quadrature phase input 來 消 除 RF 輸 出 端 另 ㄧ 邊 訊 號，在 本 電 路 中 利 用 2.3節 提 到 的 雙 頻 道 正 交 訊 號 產 生 器 (2.4GHz&5.7GHZ)來 達 到 兩 個 頻 道 都 可 以 達 到 單 邊 升 頻 效 果 。2.5.2 電路設計
(1)電路架構 本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一個 雙頻道(2.4GHz & 5.7GHz)單邊升頻架構[3]如圖(2.36)所示， LO Micromixer IF Micromixer Buffer @ low frequency @ high frequency cos[(LOIF) ]t sin[(LOIF) ]t 圖(2.36) 雙頻道單邊升頻混波器示意圖 由於 LO 端利用雙 頻 道 正 交 訊 號 產 生 機 制 ， 所 以 在 兩 個 頻 帶 產 生 的 訊 號 一 組 為 +90 度，而 另 一 組 為 -90 度，因 此 在 單 邊 升 頻 機 制 上 會 產 生 不 同 邊 的 升 頻 效 果 。 利 用 數 學 是 來 證 明 這 一 現象 ， I 訊號假設為數學式cos ，Q 訊號假設為數學式sin，因此在低
頻頻帶得到
sin( ) cos( ) cos( ) sin( )
1 1
{sin[( ) ] sin[( ) ]} {sin[( ) ] sin[( ) ]}
2 2 sin[( ) ] LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF t t t t t t t t t 而在高頻頻帶得到
cos( ) cos( ) sin( ) sin( )
1 1
{cos[( ) ] cos[( ) ]} { cos[( ) ] cos[( ) ]}
2 2 cos[( ) ] LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF t t t t t t t t t 由數學式發現到+90 度與-90 度造成的單邊升頻效果為不同邊。 CC V UpperSideband 2 bias 1 bias
Micromixer
2 bias 1 bias 3 bias 4 bias 4 bias buffer V buffer V CC V LO IF_I IF_Q LowerSideband -Dual band quadrature generator Output Buffer @ low frequency @ high frequency I
Q I Q Q Q
I
I RF 2 R 1 R 1 Q 2 Q 圖(2.37) 可調式雙頻道單邊升頻混波器電路架構整體電路架構如圖(2.37)所示，由 2.4 節實驗結果可以看到雙頻道 正交訊號可以利用可調式機制達成，但是 active balun 的差動訊號卻
無法提供準確的 0
0 與1800，即使兩邊的訊號大小值會一樣，但是右路
的訊號經過電晶體數量相對於左路多了兩顆，因此 phase 會不對稱， 這裡利用數學式來看 active balun 的缺陷會不會對 side-band rejection 造成問題。
假設 active balun 並非提供完美的差動訊號對，I channel 輸出
cos( ) 2 LO 與 cos( ) 2 LO ，Q channel 輸出sin( ) 2 LO 與 sin( ) 2 LO ， 1
cos( ) sin( ) cos( ) sin( ) 2
1
sin( ) cos( ) sin( ) cos( ) 2 1 1 sin[( ) ] sin[( ) ] 2 2 sin( ) cos 2 2 2 2 2 2 2 LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF w t w t w t w t w t w t w t w t w t w t w t w RF t w t w t 端低頻收到 1
cos( ) cos( ) cos( ) cos( ) 2
1
sin( ) sin( ) sin( ) sin( ) 2 1 1 cos[( ) ] cos[( ) ] 2 2 cos( ) c 2 2 2 s 2 2 o 2 2 LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF LO IF w t w t w t w t w t w t w t w t w R t w t w t w t w F w t t 端高頻收到 由式子可以發現當 active balun 無法提供完美的差動訊號時，對於消 除旁帶訊號(side-band rejection)沒有影響，只會降低主要訊號的增 益，以及降低埠對埠的隔離度。
(2)本地震盪源輸入極 LO 端採用新型的雙頻道正交訊號產生機制，訊號單端輸入，產 生雙頻道的正交訊號，運作原理於2.3節有詳細的推導與分析 。由於 放在吉伯特混頻器的 LO 端，做為電流的開關控制源，相對的 LO 電 壓正幅差異就沒有那麼嚴格了，只要 LO 的功率夠大，足夠讓電晶體 能夠開關產生混頻效果就可以，因此將新型雙頻道正交訊號產生機 制放在 LO 端，可以容許較大的 Magnitude error，也因此提供了此架 構較大的正交訊號頻帶範圍。 (3)射頻輸入極 如2.4節射頻輸入極設計一樣，使用 micromixer 機制。 (4)輸出緩衝極 利用一簡單的 common collector 作為輸出端的阻抗匹配，方便量 測。
2.5.3 晶片量測結果
-15 -10 -5 0 5 10 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 C o n v e rs io n G a in (d B ) LO Power (dBm) Conversion Gain RF:2.465GHz IF : 65MHz/-21.4dBm 圖(2.38) 轉換增益 VS. LO Power (LO:2.4GHz) -5 0 5 10 15 20 25 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 C o n v e rs io n G a in (d B ) LO Power (dBm) Conversion Gain RF:5.725GHz IF :75MHz/-22.9dBm 圖(2.39) 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.8GHz)
-25 -20 -15 -10 -5 0 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 C o n v e rs io n G a in (d B ) IF Power (dBm) Conversion Gain RF:2.465GHz LO:2.4GHz/-2.5dBm 圖(2.40) 轉換增益 VS. IF Power (LO:2.4GHz/P1dB) -25 -20 -15 -10 -5 0 -10 -8 -6 -4 -2 0 C o n v e rs io n G a in (d B ) IF Power (dBm) Conversion Gain RF:5.725GHz LO:5.8GHz/7.5dBm 圖(2.41) 轉換增益 VS. IF Power (LO:5.8GHz/P1dB)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 OP1dB=-7dBm OIP3=4dBm Output Power (f1) Output Power (2f1-f2) RF:2.465GHz LO:2.4GHz/-2.5dBm O u tp u t P o w e r (d B ) IF Power (dBm)
圖(2.42) OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:2.4GHz)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 OP1dB=-6.5dBm OIP3=4dBm Output Power (f1) Output Power (2f1-f2) RF:5.725GHz LO:5.8GHz/7.5dBm O u tp u t P o w e r (d B ) IF Power (dBm)
0 1 2 3 4 5 6 7 0 20 40 60 0 20 40 60 720 MHz 200 MHz RF Conversion Gain Sideband Rejection Ratio
C o n v e rs io n G a in (d B ) S id e b a n d R e je c ti o n R a ti o (d B ) RF Frequency (GHz)
圖(2.44) RF bandwidth & Side-band rejection Ratio
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -20 -15 -10 -5 0
LO Port return loss IF Port return loss
re tu rn lo s s (d B ) Frequency (GHz)
圖(2.46) Side-band rejection Ratio at low sideband
圖(2.48) Die Photo (1 mm X 1 mm)
圖(2.48)為晶片實作照片，晶片的大小為1 X 1mm2，量測時使用
on-wafer 的高頻量測系統，圖中可以看到，中頻訊號輸入埠在晶片的 左方，訊號需要正交訊號雙端輸入 GSGSG 下針，而本地振盪訊號輸 入埠在晶片的下方，只需要單端輸入 GSG 下針輸入電路就為一組 4-phase quadrature signal，射頻訊號輸出埠在晶片的上方，GSG 的單 端輸出來驗證是否為雙頻道單邊升頻系統，6 pin DC pad 在晶片右 方，上方的一個 DC pad 為提供輸出緩衝擊的電流。DC pad 周圍的電 容，皆是用來 DC 穩壓之用。
2.5.4 結果與討論
2.4節選定2.4GHz 與5.2GHz 來作為雙頻道設計基準，而在這一節 裡面則選定802.11b/g 系統的2.4GHz 與802.11a 系統的另一頻道 5.7GHz 來做為雙頻道的設計基準。RF Output
IF
Input
LO Signal
6pin
DC
Pad
DC Pad
RF 頻帶選定在2.4GHz，因為 active balun 存在的緣故，由圖(2.38) 可以發現當本地振盪訊號功率從-5dBm 增加到5dBm 時，轉換增益都 維持在1dB 到2dB 左右，在此固定本地振盪源-2.5dBm，得到圖 (2.40)、圖(2.42)，轉換增益及 RF 輸出功率對 IF Power 作圖，由圖 可以讀出 OP1dB=-7dBm 與 OIP3=4dBm。而固定 IF 訊號 IQ 訊號輸 入，掃 LO 埠的頻率來求得 tunable IQ 機制可以達到多少 Side-band Rejection Ratio 頻寬，圖(2.44)可以看出最佳點是52.59dB 的旁帶相消 除比，由2.3節的討論知道正交訊號頻寬限制在於 I-Q 振幅的不平衡， 若定義在 side-band rejection ratio -30dB 的頻寬(gain mismatch 0.6dB )
[22]，那麼此系統將有200MHz 的頻寬，而從 RF bandwidth 可以明顯 看出此系統 mixcromixer 是寬頻低通機制，因為使用電阻當負載，並 沒有利用 LC tank 來產生 dual-band 效果，這要做是為了確保 LO 埠 可調的頻率範圍都會有增益。 同樣的另一 RF 頻帶選定在5.7GHz，由圖(2.39)可以發現當本地振 盪訊號功率從3dBm 增加到18dBm 時，轉換增益都維持在-2.5dB 左 右，在此固定本地振盪源7.5 dBm，得到圖(2.41)、圖(2.43)，轉換增 益及 RF 輸出功率對 IF Power 作圖，由圖可以讀出 OP1dB=-6.5dBm 與 OIP3=4dBm，圖(2.44)可以看出最佳點是62.85dB 的鏡相消除比， 同樣地，若定義在 side-band rejection ratio -30dB 的頻寬(gain mismatch
0.6dB)[22]，那麼此系統將有740MHz 的頻寬。
由圖(2.45)看出 IF 端 Return Loss 都在-10dBm 以下，主要是因為 IF 端是 micromixer 機制，阻抗是寬頻匹配， LO 端的調變機制也是 符合了2.3節所推導的輸入阻抗寬頻匹配情況。
表2.3 Tunable dual-band SSB up-converter 量測結果
Tunable dual-band SSB up-converter
(TSMC 0.35um 3P3M SiGe BiCMOS)
Frequency 2.4GHz 5.7GHz
Conversion Gain 0.5dB -2.2dB
OP1dB -7dBm -6.5dBm
OIP3 4dBm 4dBm
SRR bandwidth (-30dB) 200MHz 720MHz
LO Input Return loss -12.4dB -13.4dB
IF Input Return loss -10.8dB -13.3dB
Power Dissipation 38mW 36mW
Supply Voltage 3.3V
2.6 實作三，正交相位之次諧波降頻混波器
2.6.1 研究動機
毫米波頻段系統提供了較寬的頻帶，滿足了現代通訊高速率與大 容量的需求，因而成為了近十年來歐、美、日等先進國家無線寬頻 通訊產品之重要技術，例如區域多點分佈服務系統(LMDS：Local Multipoint Distribution Service)。使用毫米波頻段，除了頻譜需求的考 量之外，此頻段尚有其獨特的優點，特別適於高階的無線通訊產品 之發展；諸如頻帶寬對載波頻段相對比例較小，因此較容易達到寬 頻應用，同時由於其波長大小適中，許多被動元件與天線尺寸不致 太小或太大，而容許之機械誤差亦未超出製程能力。 而此次實驗主要是利用在高頻段電路運用時，主動電路結合可整 合在 IC 裡面的被動傳輸線，實現一正交相位之次諧波降頻混波器。
