論文組織

本篇論文將利用 SiGe、CMOS、PHEMT、MHEMT 製程技術來設計晶 片。本論文分為五個章節，第一章為導論，說明無線通訊的發展與前 端電路的設計觀念；第二章為可調式雙頻道 IQ 降頻/單邊升頻混波器 之分析與設計，利用新型的可調式正交訊號產生機制取代一般正交訊 號產生方式；第三章為雙頻道低雜訊放大器設計，介紹低雜訊放大器 的設計並利用變壓器整合差動電感，實作在雙頻道低雜訊放大器應用 中，減少電感佔 IC 的面積，並降低雜訊貢獻;第四章為60GHz 驅動放 大器，由於操作頻率夠高，所以在實作中都是利用傳輸線觀念來做設 計;第五章則對上述的所有電路設計與實作結果做個結論。

第二章

可調式雙頻道 IQ 降頻 / 單邊升頻混

波器之分析與設計

2.1 前言

為了因應未來高速無線區域網路的應用，FCC(Federal Communication Commission)於5GHz 規劃了300MHz 頻寬為 U-NII (Unlicensed National Information Infrastructure)頻帶。U-NII 頻帶裡可 以分為低、中、高三個頻帶。在射頻積體電路中，美國制訂的免授 權頻帶範圍，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz 的802.11a 規 格，以及2.4GHz~2.5GHz 的802.11b/g，由這些規範的例子可看出，

系統單晶片的發展必須往多頻道方向前進，才能在單一電路中進行 多個頻道訊號處裡。

一般正交訊號設計都為單一頻率，所以不管是降頻 IQ 解調混波 器或是單邊升頻混波器，電路都只適用於某一頻道，在本章前兩個實 驗中，將利用一新型的單端輸入可調式雙頻道正交訊號產生機制取代 原先的雙端輸入 poly-phase 正交訊號產生機制，並實現一可調式雙頻 道 IQ 降頻/單邊升頻混波器，實作的電路將可適用於 802.11a/b/g 頻帶 [1]，達到多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)目的。

本章節實作三，電路頻率操作在毫米波頻段，毫米波頻段系統提 供了較寬的頻帶，滿足了現代通訊高速率與大容量的需求，因而成 為了近十年來歐、美、日等先進國家無線寬頻通訊產品之重要發展。

而實作使用了製程 WIN 0.15μm PMEMT 高 f_T以及很小的 substrate loss 特性來實現34GHz 正交相位之次諧波降頻混波器，因為頻率是設 計在34GHz，實作中將結合傳輸線概念，在 RF 端利用傳輸線產生正 交訊號，達到正交訊號輸出之降頻混波器。

2.2 IQ 訊號的重要性

2.2.1 I/Q 訊號在接收/傳送機的重要性

正交訊號廣泛的運用在很多前端電路設計裡，如次諧波混頻器 [2]、I/Q 降頻混頻器、單邊升頻混頻器[3]，以及威福與哈特利傳輸系 統[4]。如圖(2.1)所示，一般的接收機架構上，利用正交相位來實現頻 率調變或相位調變，如果同相位、正交相位間沒有準確的 90 度差或 是有振幅的誤差，在作降頻時訊號的座標圖會產生誤差使 Bit Error Rate[5][6]升高。

LNA

R F Filter VGA

A / D

DSP

VGA

A / D 90 Shifter^

圖(2.1) I/Q 訊號在接收機架構的重要性

在有限的頻寬中，傳送機架構裡也需要利用正交相位達到單邊升 頻的效果，如圖(2.2)所示，如果同相位、正交相位間沒有準確的 90 度差或是有振幅的誤差，旁帶訊號依舊會傳送出去，造成他人頻帶的 干擾。

PA D / A

D / A

90 Shifter^

圖(2.2) I/Q 訊號在傳送機架構的重要性

2.2.2 傳統的正交相位產生方式

正交訊號產生方式不外乎五種方法，方法一，除頻器(Divider) [7] ，除二除頻器可以將差動訊號轉換為正交訊號，但輸入的差動訊 號頻率需要為正交訊號頻率的兩倍，因此在高頻電路設計上將會有 困難。方法二，正交相位壓控振盪器(Quadrature VCO)[8]-[10]，架構 有很多種，電路特性則是在 phase noise 與 quadrature accuracy 之間 做取捨。方法三，^₄耦合線(Coupler)[11]-[13]，大部分都還是實作在 MMIC 運用中，因為在低頻很難將傳輸線整合進 IC 裡，即使利用繞 線縮小面積整合在 IC 上，都很難確保相位的準確度以及振幅的平 衡。方法四，環形震盪器(Ring Oscillators)[14]-[16]，雖然可以提供比 LC 震盪器更寬頻的震盪頻率，但利用此架構無法產生準確的正交訊 號與 phase noise，將會惡化整個系統。方法五，由 RC-CR 所組成的 正交相位產生器(polyphase filter)[17][18] ，如圖(2.3)所示，由於製程 上的誤差，實作上必須利用多級的 RC-CR 來確保正交相位準確，但 相對的電阻損耗也會變大，並且電阻的自振頻率與寄生效應並不適 合運用在高頻電路設計。

此次實作是以 polyphase 觀念為出發點並加以變化，因此下面將 討論 polyphase 工作原理，如果把輸入端 port1和 port2相接，port3和 port4相接，並且在這兩個輸入端給予差動訊號，這樣輸出端便可以 產生0⁰、90⁰、180⁰、270⁰四個不同相位的訊號，分析它的原理之前必 須先知道高通濾波器與低通濾波器的頻率響應，其頻率響應如圖(2.4) 所示，

1

圖(2.4)RC 電路頻率響應(a)Low-pass filter(b)High-pass filter 在極點頻率 ₀ 1/ RC時，其相位分別超前45⁰( 45 ) ⁰ 及落後45⁰( 45 ) ⁰ 。

2.3 可調式雙頻道 IQ 理論分析與架構

 

實現，並聯的L C_{1 1}組合在低頻時看到的等效電路是電感，高頻看到是

已知並聯組合L C_{1 1}的雙頻道正交訊號存在於

由上式推導可以知道選定兩個頻率_H以及_L，那麼L₁、L₂、C₁以及C₂

示，由下面式子亦可以看出在 R = (L1/C2)^1/2= (L2/C1)^1/2條件下，正交訊號

如果將此架構放在吉伯特混頻器 LO current switch 級，只要確定電晶 體能正確切換電流，電路將能容許1dB 的振幅不匹配，利用 matlab 軟體將公式帶入模擬得到如下圖(2.9)所示，

Magnitude Error (<1dB):

0.96₀^~1.04₀^, 2.08₀~2.27₀, 2.27₀~2.5₀

MagnitudeError(dB)

Normalized Frequency (/

0)

PhaseError(Degree)

圖(2.9) 雙頻道正交訊號振幅1dB不匹配的頻寬

當R = (L1/C2)^1/2= (L2/C1)^1/2條件下，對頻率₀  _l作正規化，2.4/5.2 GHz 雙頻道運用中ω_h= 2.167ωl，振幅在1dB 不匹配的雙頻道正交訊號頻 寬為0.96₀ ~ 1.04₀以及2.08₀ ~ 2.27₀，而在2.4/5.7 GHz 雙頻道運用中 ωh= 2.375ωl，振幅在1dB 不匹配的雙頻道正交訊號頻寬為

0 0

0.96 ~ 1.04 以及2.27₀ ~ 2.5₀。

與 polyphase 正交訊號產生器做比較，可以歸納出以下優點，

1. 由於電路設計的 R 已用輸入電阻R_in所取代，所以用 CR-LR 取代 CR-RC 在訊號損失較小，並且 LC 元件都是理想上 noise free 元件，

在雜訊貢獻度比較上優於 polyphase，LC 也較適合於高頻運用。

2. 當條件 R = (L₁/C₂)^1/2= (L₂/C₁)^1/2成立時，輸入阻抗Z_in R與頻率無關，

因此能達到寬頻匹配。

3. 增加 L-C 階數將可以增加正交訊號頻道數量。

2.3.3 可調式雙頻道 IQ 訊號

2.3.2節雙頻道正交訊號的推導都成立於理想狀態，包含了電感感 值、電容容值與內阻都不隨頻率而增加(無自振頻率和 Q 無限大)，以 及條件R L ¹

 C

  虛部阻值在選定頻率下都等於 R，在實際電路實 作上不容易達成，因此在實作中利用了 MOS varactor 取代電容，達 到可調變機制，來確保正交訊號條件能成立，以下就來探討一些實作 上會面臨到的問題，以及解決方式。

如圖(2.10)所示，利用複數阻抗座標可以看出當R L ¹

 C

  成立

時，電感相位領先電容相位90⁰，且振幅相同大小(Z_load Z_L Z_C)，這

是前面2.3.2節在理想條件下正交訊號成立時，複數阻抗座標表示方 式，

Re Im

Zload

90^

ZL

ZC



Z Zr^, i





Zr^,Zi



圖(2.10) 理想 IQ 訊號在複數阻抗座標表示方式

在實際情況下電路的Z_load往往會帶有C_be與C_bc寄生電容效果，使得Z_load

不會是一個純電阻，會並聯一個電容，如圖(2.11)所示，這時需要將 虛部電感Z_L阻值加大(電感變大)，虛部電容Z_C阻值縮小(電容變大)，

那麼在輸出的地方一樣可以得到一組完美的 IQ 訊號，

Re Im

Zload

90^

ZL

ZC



Z Zr^, i





Zr^,Zi



圖(2.11) 負載阻抗不為純實部的補償方式

接著討論在實作上，使用的被動元件電感電容值會有不同的 Q 值，

一般來說電容的 Q 值會較高，也就是電感的寄生電阻會大於電容的 寄生電阻，若將此結果直接反應在複數阻抗座標上，就會發現電感

的Z_load會多增加Z，如圖(2.12)所示，要補償此段差異需將Z_C增加

Z(電容變小)，由三角關係可以發現Zr Z Z^, i與Zr^,  Zi Z為兩個 全等三角形，斜邊等長，而且兩個夾角為互餘，因此輸出訊號依舊 為完美 IQ 訊號。

Re Im

Zload

90^

ZL

ZC



Zr  Z Z^, i





Zr^,  Zi Z



Z

Z

圖(2.12) 電感電容不同寄生電阻的補償方式

有了上述不同情況的補償方式，那麼已經能粗略估計電感感值、電 容容值的大小。

電路設計上還是有一些電晶體的不匹配，與電感電容的製程誤差 無法掌握，下面將使用四種不同的 IQ 不匹配結果，來概括所有情況，

如圖(2.13)所示， A< B &AB < 90⁰， A> B &AB < 90⁰，

< B & AB > 900

A  ，以及 A> B &AB > 90⁰，四種不同情況，

Re

active balun 電流)。不匹配情況為(d)時，加大Z_C(減小電容容值)，增 加Z_load(減小 active balun 電流)，整理如下表2.1所示。

表2.1 tunable IQ 調變方法

IQ mismatch condition Z_c Z_load

< B & AB < 900

@ low frequency band

L

2 2.3.4 Active balun

混頻器的輸入端為差動訊號不僅僅會減輕共模排斥問題，對於

IIP2也會有相當大的改善，然而可調式雙頻道正交訊號為 IQ 輸出，

而雙頻衡混波器電路需要差動輸入，因此需要在正交訊號輸出兩端 加上 active balun，如圖(2.15)所示，此架構提供了 Single to Differential 輸出，所以整體電路變成單端輸入 quadrature 四個相位輸出。

Q1 Q₂

圖(2.15) active balun

共基極偏壓的Q₃提供了一正相的轉導增益，而共射極偏壓的Q₂則提

2.3.5 可調式雙頻道 IQ 架構

將可調式 IQ 架構與 active balun 做結合可以得到圖(2.16)，控制

1

DCbias 來調變Z_C，控制DC_bias2來調變Z_load。

1 b ia s

In p u t D C

2 b ia s

D C

2 b ia s

D C

00 1 8 0⁰

9 00 2 7 0⁰

00 1 8 0⁰

9 00 2 7 0⁰

@ lo w fr e q u e n c y

@ h ig h fr e q u e n c y

VC C

VC C

圖(2.16) 可調式雙頻道 IQ 訊號架構

原本的雙頻道 IQ 訊號產生方式，須要用兩組 polyphase 來達成雙頻 道正交訊號目的，功率損失相當可觀，而此架構只需要利用二組 LC 就可以達到雙頻道正交訊號的產生，降低了電路功率的消耗。

2.4 實作一，可調式雙頻道 IQ 降頻混波器

2.4.1 研究動機

近年來，產品設計希望能將多種不同的無線通訊系統，整合到單 一收發機上，因此多頻道多模態(Multi Band Multi Mode)通訊系統架 構，為目前產品開發的趨勢，而整合系統頻帶又以美國制定的免授 權頻帶範圍為最熱門，頻段分為5.15~5.35GHz 及5.725~5.825GHz 的 802.11a 規格，以及2.4GHz~2.5GHz 的802.11b/g，此次實作目的在利 用新型的雙頻道 IQ 訊號產生器並整合在降頻混波器來達到雙頻道 IQ 降頻混波器的目標。

2.4.2 電路設計

(1)電路架構

可調式雙頻道 IQ 降頻混波器架構，如下圖(2.17)所示，

LO

Micromixer

RF

Micromixer

Buffer

Buffer

@ low frequency (@ high frequency)

Dual band Quadrature Generator

圖(2.17) 雙頻道 IQ 降頻混波器示意圖

本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一個雙頻 道 IQ 輸出，頻率在 2.4GHz 以及 5.2GHz 的吉伯特降頻混頻器。LO 埠訊號單端輸入就可以得到雙頻道正交訊號，為了減少量測上的不

便 ， 在 混 頻 器 的 RF 埠 設 計 上 就 採 用 單 端 輸 入 且 寬 頻 匹 配 的 micromixer 架 構 [20][21]， 而 IF 埠 輸 出 端 則 是 利 用 簡 單 的 common-collector 做為 Output Buffer，來達到輸出阻抗匹配。電路架 構如圖(2.18)所示

@ low frequency

@ high frequency

在文檔中 雙頻道可調式吉伯特混頻器、雙頻道差動低雜訊放大器與毫米波驅動放大器 (頁 19-0)