第二章 可調式雙頻道 IQ 降頻/單邊升頻混波器之分析與設計
2.4 實作一，可調式雙頻道 IQ 降頻混波器
2.4.4 結果與討論
RF 頻帶選定在2.4GHz，因為 active balun 存在的緣故，由圖(2.20) 可以發現當本地振盪訊號功率從-5dBm 增加到12dBm 時，轉換增益 都維持在5dB 到6dB 左右，在此固定本地振盪源-3dBm，得到圖 (2.22)、圖(2.26)，轉換增益及 IF 輸出功率對 RF Power 作圖，由圖 可以讀出 IP1dB=-10.5dBm 與 IIP3=-2dBm，圖(2.24)可以看出 IF 3dB bandwidth 大約900MHz，遠遠超過系統需要的頻寬，圖(2.31)量得最 低的 IF 埠 Noise Figure 約為19dB。
同樣的另一 RF 頻帶選定在5.2GHz，由圖(2.21)可以發現當本地振 盪訊號功率從0dBm 增加到12dBm 時，轉換增益都維持在1dB 左右，
在此固定本地振盪源0.1 dBm，得到圖(2.23)、圖(2.27)，轉換增益及 IF 輸出功率對 RF Power 作圖，由圖可以讀出 IP1dB=-9.5dBm 與 IIP3=-0.5dBm，圖(2.25)可以看出 IF 3dB bandwidth 大約900MHz，遠 遠超過系統需要的頻寬，圖(2.32)量得最低的 IF 埠 Noise Figure 約為 21dB。
圖(2.33) RF 端與 IF 端 Return Loss 都在-10dBm 以下，主要是因 為 RF 端是 micromixer 機制，阻抗是寬頻匹配，而 IF 端是 emitter follow
的緩衝機制，而在圖(2.34)可以發現 LO 端的調變機制也是符合了2.3 節所推導的輸入阻抗寬頻匹配情況。
圖(2.28)可以看出雙頻率2.4GHz 與5.2GHz 的 IQ-channel 轉換增益 為平衡。而圖(2.29)與圖(2.30)可以發現該系統的輸出中頻 I-通道與 Q-通道的弦波訊號，在 LO=2.4GHz，IF=60MHz 時，訊號相位相差 90.2度，phase mismatch 為0.2度，而 gain mismatch 為=0.1085mV (0.204%)，另一頻帶 LO=5.2GHz，IF=70MHz 時，訊號相位相差270.68 度，phase mismatch 為0.68度，gain mismatch 為=0.2355mV
(0.944%)，此正交訊號是否會很敏感，將在下一個實驗”可調式雙頻 道單邊升頻混波器”利用 Side-band Rejection Ratio 來做驗證。
表2.2 Tunable dual-band I/Q down-converter 量測結果
Tunable dual-band I/Q down-converter
(TSMC 0.35um 3P3M SiGe BiCMOS)
Frequency 2.4GHz 5.2GHz
Conversion Gain 5.2dB 1.2dB
IP1dB/IIP3 -10.5dBm/-2dBm -9.5dBm/-0.5dBm
IF bandwidth 900MHz 900MHz
RF Input Return loss -21.65dB -17.13dB
LO Input Return loss -12.45dB -11.78dB
IF Input Return loss -9.71dB -10.28dB
Gain mismatch 0.204% 0.944%
Phase mismatch 0.2o 0.68o
Noise Figure 19dB 21dB
Power Dissipation 37.9mW 33.3mW
Supply Voltage 3.3V
Chip Size 1mm x 1.1mm
2.5 實作二，可調式雙頻道單邊升頻混波器
2.5.1 研究動機
由 於 空 間 的 頻 寬 有 限 ， 現 在 傳 送 機 都 必 須 要 做 單 邊 升 頻 混 波 器 ， 以 減 小 頻 寬 的 使 用 ， 並 且 壓 抑 旁 帶 訊 號 ， 防 止 旁 帶 訊 號 干 擾 其 它 頻 帶 訊 號。在 IF 端 與 LO 端 都 利 用 Quadrature phase input 來 消 除 RF 輸 出 端 另 ㄧ 邊 訊 號，在 本 電 路 中 利 用 2.3節 提 到 的 雙 頻 道 正 交 訊 號 產 生 器 (2.4GHz&5.7GHZ)來 達 到 兩 個 頻 道 都 可 以 達 到 單 邊 升 頻 效 果 。
2.5.2 電路設計
(1)電路架構
本電路利用了 TSMC 0.35 um SiGe BiCMOS 製程技術，實現一個 雙頻道(2.4GHz & 5.7GHz)單邊升頻架構[3]如圖(2.36)所示，
LO
Micromixer
IF
Micromixer
Buffer
@ low frequency
@ high frequency
cos[(LOIF) ]t sin[(LOIF) ]t
圖(2.36) 雙頻道單邊升頻混波器示意圖
由於 LO 端利用雙 頻 道 正 交 訊 號 產 生 機 制 ， 所 以 在 兩 個 頻 帶 產 生 的 訊 號 一 組 為 +90 度，而 另 一 組 為 -90 度，因 此 在 單 邊 升 頻 機 制 上 會 產 生 不 同 邊 的 升 頻 效 果 。 利 用 數 學 是 來 證 明 這 一 現
象 ， I 訊號假設為數學式cos ，Q 訊號假設為數學式sin，因此在低
IF_Q LowerSideband
@ low frequency
@ high frequency
整體電路架構如圖(2.37)所示，由 2.4 節實驗結果可以看到雙頻道 正交訊號可以利用可調式機制達成，但是 active balun 的差動訊號卻 無法提供準確的00與1800，即使兩邊的訊號大小值會一樣，但是右路 的訊號經過電晶體數量相對於左路多了兩顆，因此 phase 會不對稱，
這裡利用數學式來看 active balun 的缺陷會不會對 side-band rejection 造成問題。
假設 active balun 並非提供完美的差動訊號對，I channel 輸出
cos( )
(2)本地震盪源輸入極
LO 端採用新型的雙頻道正交訊號產生機制，訊號單端輸入，產 生雙頻道的正交訊號，運作原理於2.3節有詳細的推導與分析 。由於 放在吉伯特混頻器的 LO 端，做為電流的開關控制源，相對的 LO 電 壓正幅差異就沒有那麼嚴格了，只要 LO 的功率夠大，足夠讓電晶體 能夠開關產生混頻效果就可以，因此將新型雙頻道正交訊號產生機 制放在 LO 端，可以容許較大的 Magnitude error，也因此提供了此架 構較大的正交訊號頻帶範圍。
(3)射頻輸入極
如2.4節射頻輸入極設計一樣，使用 micromixer 機制。
(4)輸出緩衝極
利用一簡單的 common collector 作為輸出端的阻抗匹配，方便量 測。
2.5.3 晶片量測結果
-15 -10 -5 0 5 10
LO Power (dBm)
Conversion Gain RF:2.465GHz IF : 65MHz/-21.4dBm
圖(2.38) 轉換增益 VS. LO Power (LO:2.4GHz)
-5 0 5 10 15 20 25
LO Power (dBm)
Conversion Gain RF:5.725GHz IF :75MHz/-22.9dBm
圖(2.39) 轉換增益 VS. LO Power (LO:5.8GHz)
-25 -20 -15 -10 -5 0
IF Power (dBm) Conversion Gain
RF:2.465GHz LO:2.4GHz/-2.5dBm
圖(2.40) 轉換增益 VS. IF Power (LO:2.4GHz/P1dB)
-25 -20 -15 -10 -5 0
IF Power (dBm) Conversion Gain
RF:5.725GHz LO:5.8GHz/7.5dBm
圖(2.41) 轉換增益 VS. IF Power (LO:5.8GHz/P1dB)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
IF Power (dBm)
圖(2.42) OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:2.4GHz)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
IF Power (dBm)
圖(2.43) OP1dB 與 OIP3量測結果 (LO:5.8GHz)
0 1 2 3 4 5 6 7 0
20 40 60
0 20 40 60
720 MHz 200 MHz
RF Conversion Gain Sideband Rejection Ratio
ConversionGain(dB) SidebandRejectionRatio(dB)
RF Frequency (GHz)
圖(2.44) RF bandwidth & Side-band rejection Ratio
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
-20 -15 -10 -5 0
LO Port return loss IF Port return loss
returnloss(dB)
Frequency (GHz)
圖(2.45) LO/IF 端 Return Loss
圖(2.46) Side-band rejection Ratio at low sideband
圖(2.47) Side-band rejection Ratio at high sideband
圖(2.48) Die Photo (1 mm X 1 mm)
圖(2.48)為晶片實作照片，晶片的大小為1 X 1mm2，量測時使用 on-wafer 的高頻量測系統，圖中可以看到，中頻訊號輸入埠在晶片的 左方，訊號需要正交訊號雙端輸入 GSGSG 下針，而本地振盪訊號輸 入埠在晶片的下方，只需要單端輸入 GSG 下針輸入電路就為一組 4-phase quadrature signal，射頻訊號輸出埠在晶片的上方，GSG 的單 端輸出來驗證是否為雙頻道單邊升頻系統，6 pin DC pad 在晶片右 方，上方的一個 DC pad 為提供輸出緩衝擊的電流。DC pad 周圍的電 容，皆是用來 DC 穩壓之用。
2.5.4 結果與討論
2.4節選定2.4GHz 與5.2GHz 來作為雙頻道設計基準，而在這一節 裡面則選定802.11b/g 系統的2.4GHz 與802.11a 系統的另一頻道
5.7GHz 來做為雙頻道的設計基準。
RF Output
IF Input
LO Signal
6pin
DC
Pad
DC Pad
RF 頻帶選定在2.4GHz，因為 active balun 存在的緣故，由圖(2.38) 可以發現當本地振盪訊號功率從-5dBm 增加到5dBm 時，轉換增益都 維持在1dB 到2dB 左右，在此固定本地振盪源-2.5dBm，得到圖 (2.40)、圖(2.42)，轉換增益及 RF 輸出功率對 IF Power 作圖，由圖 可以讀出 OP1dB=-7dBm 與 OIP3=4dBm。而固定 IF 訊號 IQ 訊號輸 入，掃 LO 埠的頻率來求得 tunable IQ 機制可以達到多少 Side-band Rejection Ratio 頻寬，圖(2.44)可以看出最佳點是52.59dB 的旁帶相消 除比，由2.3節的討論知道正交訊號頻寬限制在於 I-Q 振幅的不平衡，
若定義在 side-band rejection ratio -30dB 的頻寬(gain mismatch 0.6dB ) [22]，那麼此系統將有200MHz 的頻寬，而從 RF bandwidth 可以明顯 看出此系統 mixcromixer 是寬頻低通機制，因為使用電阻當負載，並 沒有利用 LC tank 來產生 dual-band 效果，這要做是為了確保 LO 埠 可調的頻率範圍都會有增益。
同樣的另一 RF 頻帶選定在5.7GHz，由圖(2.39)可以發現當本地振 盪訊號功率從3dBm 增加到18dBm 時，轉換增益都維持在-2.5dB 左 右，在此固定本地振盪源7.5 dBm，得到圖(2.41)、圖(2.43)，轉換增 益及 RF 輸出功率對 IF Power 作圖，由圖可以讀出 OP1dB=-6.5dBm 與 OIP3=4dBm，圖(2.44)可以看出最佳點是62.85dB 的鏡相消除比，
同樣地，若定義在 side-band rejection ratio -30dB 的頻寬(gain mismatch 0.6dB)[22]，那麼此系統將有740MHz 的頻寬。
由圖(2.45)看出 IF 端 Return Loss 都在-10dBm 以下，主要是因為 IF 端是 micromixer 機制，阻抗是寬頻匹配， LO 端的調變機制也是 符合了2.3節所推導的輸入阻抗寬頻匹配情況。
表2.3 Tunable dual-band SSB up-converter 量測結果
Tunable dual-band SSB up-converter
(TSMC 0.35um 3P3M SiGe BiCMOS)
Frequency 2.4GHz 5.7GHz
Conversion Gain 0.5dB -2.2dB
OP1dB -7dBm -6.5dBm
OIP3 4dBm 4dBm
SRR bandwidth (-30dB) 200MHz 720MHz
LO Input Return loss -12.4dB -13.4dB
IF Input Return loss -10.8dB -13.3dB
Power Dissipation 38mW 36mW
Supply Voltage 3.3V
Chip Size 1mm x 1mm
2.6 實作三，正交相位之次諧波降頻混波器
2.6.1 研究動機
毫米波頻段系統提供了較寬的頻帶，滿足了現代通訊高速率與大 容量的需求，因而成為了近十年來歐、美、日等先進國家無線寬頻 通訊產品之重要技術，例如區域多點分佈服務系統(LMDS：Local Multipoint Distribution Service)。使用毫米波頻段，除了頻譜需求的考 量之外，此頻段尚有其獨特的優點，特別適於高階的無線通訊產品 之發展；諸如頻帶寬對載波頻段相對比例較小，因此較容易達到寬 頻應用，同時由於其波長大小適中，許多被動元件與天線尺寸不致 太小或太大，而容許之機械誤差亦未超出製程能力。
而此次實驗主要是利用在高頻段電路運用時，主動電路結合可整 合在 IC 裡面的被動傳輸線，實現一正交相位之次諧波降頻混波器。
2.6.2 電路設計
(1)電路架構
一般產生正交相位之次諧波降頻混波器[2]，有兩種架構，如下圖 (2.49)所示，
圖(2.49) 正交相位之次諧波降頻混波器示意圖
(a)LO端產生八相位 (b)LO端產生四相位
此次實作是採用LO端產生四相位與RF端產生四相位的方式產生IF端 正交相位輸出之次諧波降頻混波器。由於電晶體的非線性特性會造成 很多諧波項，而此架構LO端的四個相位目的在使得mixer電流切換能 取電晶體的偶次項諧波，達到偶次項諧波混頻的效果，而RF端
quadrature四個相位目的在於使電路降頻後，IF輸出端是正交訊號。
此次電路實作，是使用WIN 0.15μm PMEMT 製程來實現。電路 是利用PMEMT的fT高達85GHz的特性，設計電路頻率操作在34GHz 的次諧波降頻混波器，也因為頻率設計在34GHz，被動傳輸線的size 可以實現在IC裡面，再加上PHEMT基板是semi-insulating，所以電路 金屬繞線在substrate所造成的損耗很小，根據上述的兩個特點，電路 利用couple line以及Marchand balun產生34GHz Quadrature四相位訊 號，結合主動電路實現正交相位之次諧波降頻混波器，整體電路架構 如圖(2.50)所示，
IF_I 的差動訊號注入電晶體 M3-M4、M9-M10，也會在汲極端產生 2LO 的訊號相位為 180o，如此 M3-M4~M9-M10 差動對提供了完美的 2LO 差動訊號來和 RF 訊號混頻。而 RF 端是採用 Common Gate 架構輸入，
操作速度比 Common Source 快，更適合運用在高頻操作的電路架構，
而且 Common Gate 架構能有很好的輸入阻抗匹配特性。
此架構是因為電晶體有非線性項存在，利用 leveled-LO cells 取出 電晶體的偶次諧波項與 RF 端做混頻，因為電晶體非線性產生的偶次 項能量不會大，因此要確保電流會做切換，此架構將需要大的 LO Power。
VG
(3)LO 端 Quadrature 訊號產生方式
Quadrature signal 由 poly-phase 產生，運作方式如2.2.2節所述，由 於 PHEMT 製程屬於 thin film 電阻，可以被精準地實現，加上寄生效 果比 CMOS 製程小很多，所以在 PHEMT 製程上 poly-phase 頻率的 準確度相對 CMOS 好很多。電路實作中，將實現一組16.9GHz 的 poly-phase，利用次諧波倍頻到33.8GHz，與 RF 端34GHz 訊號做混頻。
(4)RF 端 Quadrature 訊號產生方式
隨著射頻電路操作的頻率日益提高，傳統使用 RC-CR 多相位產 生器(Poly phase generator)在特性或物理結構限制，都面臨了高頻的瓶 頸，而過去微波電路使用的傳輸線設計概念，現在都可以整合在高頻 IC 電路實作中，解決了電感、電容、電阻元件在高頻的使用限制。
傳輸線的理論在微波電路的相關書籍中已經描述的相當清楚，在 本電路實作中將利用 lump 化
4長度的耦合線來實現90o的相位差，