電阻性匹配放大器（Resistive Matching Amplifier）

IN

OUT

RG

RD

V^G

VD

圖3.3.5 電阻性匹配放大器

如圖3.3.5 為電阻性匹配放大器。使用電阻性匹配網路，可以得到很好的輸入與輸出匹 配，但增益會減少，雜訊指數會增加。

3.3.4 主動式匹配放大器（Active Matching Amplifier）

IN

OUT

Matching Network

VG1

圖3.3.6 主動匹配放大器

如圖3.3.6 是主動式匹配放大器，輸入端是使用主動電路的寄生效應作為匹配網路，一般 以共閘極（Common Gate）放大器作為輸入，共汲極（Common Drain）放大器作為輸出較常 見到。

IN

OUT Vbias1

Vbias2

圖3.3.7 主動匹配放大器

圖3.3.7 為 S. Vishwakarma 在 2004 年 UWBST 發表利用主動匹配在加上負回授達到 1.7GHz 的頻寬。第一極主動匹配以達到良好的輸入反射係數，主動匹配則是利用共閘極；

從源極端所看到的輸入電阻約為1/gm，此電阻並不會因為頻率變動而會有很大的影響， 所 以利用這個特性，只要選擇電晶體的大小與偏壓電流，就可達到寬頻的阻抗匹配。第二級則 是使用負回授電路以增加頻寬與增益平坦度，兩級疊加後可以達到不錯的增益效果。

3.3.5 交錯協調放大器（Stagger Tuning Amplifier）

IN

OUT

Vbias Vbias

1.5V

圖3.3.8 交錯協調放大器

圖3.3.8 為 Wei Meng Lim; Manh Anh Do; Jian Guo Ma; Kiat Seng Yeo 於 2003 的 UWBST 發表交錯協調放大器。第一級對頻率 5.1GHz 作最佳化放大及匹配，第二級對 5.9GHz 作設計，第三級則為緩衝輸出級，輸出是兩個頻率疊加的效果，在所需頻段 5.1GHz

~ 5.9GHz 中能有平坦的功率增益，此方法稱為交錯協調。在輸入端匹配網路的部份是針對運 作頻帶中心頻率 5.5GHz 所設計。

3.3.6 電流重複使用放大器（Current Reuse Amplifier）

圖3.3.9 電流重複使用放大器

圖3.3.9 為電流重複使用放大器，並無寬頻的功能，它真正的功能是節省功率消耗，透過 R1 兩顆電晶體可使用同一電流驅動，但我們比較圖3.3.8 和圖3.3.9，發現只要電流重複使用 放大器慎選元件參數值，可以成為交錯協調放大器而達到寬頻的功能。在 1998 年 J. Janssens, J. Crols and M. Steyaert 使用此結構設計了 900 MHz 的低雜訊放大器。

3.3.7 網路合成放大器（Network Synthesis Amplifier）

圖3.3.10 應用於 UWB 的寬頻放大器

網路合成放大器（Network Synthesis Amplifier）又稱為寬頻匹配放大器（Broadband Matching Amplifier）。圖3.3.10 為 Andrea Bevilacqua 和Ali M Niknejad 於 2004 ISSCC 上 發表的 UWB CMOS LNA，使用 CMOS 製程。電路前端使用三階柴比雪夫濾波器

（Chebychev filter），此帶通濾波器，讓操作頻率的訊號可以無反射地傳輸過去，達到輸入 端所需的寬頻匹配。電路第二級使用串疊結構以達到好的增益和隔離係數；第三級則是量測 時使用的的緩衝器，作為輸出端的阻抗匹配，但會降低放大器的功率增益。

圖3.3.11 應用於 UWB 的寬頻放大器

如圖3.3.11 為 A. Ismail 和 A. Abidi 於 2004 年 ISSCC 發表的 3 to 10 GHz LNA using a wideband LC-ladder matching network。使用 SiGe BiCMOS 製程，利用 LC 梯形網路 作輸入匹配，並使用 Bandgap 產生穩定的參考偏壓電源，中間級使用串疊結構以增加增益 和好的隔離係數，輸出為簡單的緩衝級，使用頻率為 2 GHz ~ 10 GHz。

3.3.8 分佈式放大器（Distributed Amplifier）

圖3.3.12 分佈式放大器

如圖3.3.12 為分佈式放大器，由傳輸線將電晶體並聯，連接汲極端的稱為 Drain line，

連接閘極端稱為 Gate line 其原理是信號經由 Gate line 再由閘極電壓所觸發，只要是慎選傳 輸線的傳導係數，則可在輸出端看到增益疊加的效果。但因為傳輸線有損耗，會衰減信號，

所以其增益通常在 7 到 14dB 之間。

3.4 結論

種類 頻寬 雜訊 功率消耗 製程影響 面積 晶片實現

負回授 多倍頻 中 中 中 小 易

平衡式 2倍頻 中 中 低 大 難

電阻性

匹配 多倍頻 高 小 低 小 易

主動匹配 多倍頻 中 中 低 小 易

交錯協調 2倍頻 中 小 低 中 易

電流重複

使用 2倍頻 中 小 低 小 易

網路合成 多倍頻 中 中 高 中 中

分佈式 多倍頻 中 大 高 中 中

表3.4.1 寬頻放大器的總結

第四章

混波器

ˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍ

4.1 混波器的原理和簡介

混波器（Mixer）是一種三埠輸入的元件，利用元件的非線性特性，將輸入的頻率做相加 或相減的動作。而非線性元件就如同上一章提到的倍頻器一樣，就是利用二極體或是電晶體，

由於非線性元件會產生不同的諧波，再利用濾波器將希望的頻率濾出，因此混波器是一種頻 率轉換的元件。在發射系統中，將基頻的訊號轉換成高頻的訊號，其中的過程成為升頻轉換

（Frequency-Up Conversion）；而將高頻訊號轉換成基頻訊號的過程則稱為降頻轉換

（Frequency-Down Conversion）。

（a）

f f^RF-f^LO f^LO f^RF f^RF+ f^LO

Mixer

LO f^RF

f^LO

f^IF = f^RF-f^LO

（b）

圖4.1.1 混波器特性示意圖（a）Up Conversion（b）Down Conversion

圖4.1.1 是混波器特性的示意圖，混波器的輸出正比於兩個輸入頻率的乘積，一般來說升 頻轉換是在發射端，而降頻轉換則是在接收端，由於本論文是對於接收端做設計，因此從降 頻轉換做介紹。假設高頻訊號 ^vRF

( )

^t =^cos

(

²π^fRF^t

)

，本地震盪器（Local Oscillator）會輸出一 個 LO 訊號 ^vLO

( )

^t =^cos

(

²π^fLO^t

)

，兩個訊號經過混波器之後，便會產生原本的基頻訊號，數 學表示如（4.1）式所示：

^vIF

( )

^t =^KvRF

( ) ( )

^{t v}LO ^t

(

^{f t}

) (

^{f t}

)

K^{cos 2}π _RF ^cos2π _LO

=

= ^K

[

^cos2π

(

^fRF − ^fLO

)

^t+^cos2π

(

^fRF + ^fLO

)

^t

]

2 （4.1）

其中 K 為轉換損失（Conversion Loss），^vIF

( )

^t 為中週頻率（Intermediate Frequency），

也就是 IF ，經由混波器處理之後所產生了相加或相減的頻率，由於 LO 和 RF 兩個訊號頻 率比較接近，因此相加的頻率幾乎是兩倍的 RF 頻率；而相減的訊號遠小於 RF 訊號，因此 利用濾波器很容易將兩個頻率分開。在由圖4.1.2 可以發現，以 LO 頻率為中心，比 LO 頻 率低的地方若出現干擾，此干擾和 LO 的差值也是 IF 頻率的大小，稱為鏡像頻率（Image

Frequency）。鏡像頻率若過大就會在 IF 頻率的地方產生干擾，會增加混波器的雜訊指數，

使得基頻電路無法正確解出原本的訊號。因此改善的方法就如同第二章所提到的，在輸入前 端加上一個濾波器，而此濾波器的功用則是濾除鏡像頻率，稱為鏡像濾除濾波器（Image Rejection Filter）。

f

f^IF f^RF f^LO f^Image

f^IF f^IF

圖4.1.2 鏡像頻率的表示圖

在第二章也曾提到，在輸出端通常也會再加一個濾波器，稱為通道選擇濾波器（Channel Select Filter）。鏡像濾除濾波器和通道選擇濾波器，期設計是根據 IF 而定，不論是較高的 IF 或是較低的 IF 在設計上是都有困難度的。由圖2.2.1 中可知，當選擇較高的 IF 時，鏡像濾 除濾波器在設計上較簡單，也就可以將鏡像頻率壓抑的較低，降頻至 IF 時，鏡像頻率比較 不會干擾訊號，但是在通道選擇濾波器的設計上就會比較困難，因為干擾相當靠近訊號，因 此通道選擇濾波器的 Q 值必須相當高；相反的若選擇較低的 IF 時，鏡像頻率比較接近 RF 訊號，因此鏡像濾除濾波器的 Q 值必須設計的相當高，否則降頻之後就會干擾到訊號，但 是相對的通道選擇濾波器在設計上就會比較簡單，對於壓抑干擾訊號的程度也比較高。

4.2 混波器設計考量

接下來將介紹關於混波器的的一些重要參數，這些參數將決定混波器特性的好壞，這將 依照不同的設計者有不同的需求做調整。

4.2.1 轉換增益與消耗（Conversion Gain / Loss）

數還小；而改善的方法就是將輸入的訊號增強，也就是在前級加上一個低雜訊放大器（Low Noise Amplifier），但是缺點是會減少動態範圍。

4.2.3 隔離度（Isolation）

隔離度（Isolation）是指混波器的各個不同的埠之間訊號互不干擾的程度，以 dB 表示。

代表這個埠到另一個埠的衰減值，以 LO 到 RF 的隔離度如圖4.2.2 所示，理論上每個埠之 間都互相獨立並且有各自不同的頻率，因此不會互相耦合也不會互相干擾，但是在接收系統 當中，因為各種不同的不匹配或耦合器的不理想，因此會有耦合的現象。因此隔離度就是各 個埠互相耦合的程度，LO 的功率較大就算有衰減，也會影響到其他的埠，甚至會經由天線 直接輻射出去，所以隔離度就顯得相當重要。比較重要的參數是 LO 到 RF 和 IF 的隔離 度，一般來說，LO 到 IF 的隔離度大約在 25 ~ 30 dB 以上，混波器前級都會有放大器或濾 波器，因此就可以阻隔 LO 經由 RF 從天線輻射出去；一般 LO 到 RF 的隔離度約在 20 ~ 40 dB，RF 端和 IF 端的隔離度也是重點，由於不希望輸入和輸出互相干擾造成負載效應，

因此也必須要有一定程度的隔離度。

圖4.2.2 LO 到 RF 的隔離度

4.2.4 LO Power 及雜訊分析

1. 在混波器工作時，LO 的功率稱為 LO Power：LO Power 和 Conversion Gain 的

關係圖如下圖4.2.3 所示：

圖4.2.3 LO Power 和 Conversion Gain 的關係圖

左半邊的曲線，因為切換電晶體對轉導值小，會使得 Conversion Gain 變小；而右半邊 的曲線，因為諧波造成 Conversion Gain 衰減。

2. LO Power 對雜訊指數所造成的影響：LO Power 和雜訊指數的關係圖如下圖4.2.4 所 示。調整 LO 的輸出功率，可以找到最佳的電路特性。

圖4.2.4 LO Power 和雜訊指數關係圖

4.2.5 直流偏壓及線性度

在設計混波器時，直流偏壓和線性度的考量相當重要。

1. LO 端的直流偏壓：

如圖4.2.5（a） 所示，操作在 A 點，表示切換電晶體上有較高的電壓才能使電晶體 達到 Turn on 的效果；操作在 B 點，表示有最佳的 LO Power，但有較小的轉換增益，

線性度很差；至於操作在 C 點，則表示切換電晶體要大的電壓，才能將電晶體 Turn off。而圖4.2.5（b） 為三種操作點對 Conversion Gain 的影響。

（a） （b）

圖4.2.5 （a）LO 端的操作點 （b）三種操作點對 Conversion Gain 的影響

2. 線性度：

可由圖4.2.6 得知，當偏壓電流增加時，線性度相對的也會隨著增加。

圖4.2.6 影響線性度的偏壓示意圖

4.3 混波器的種類

4.3.1 單端二極體混波器（Single-Ended Diode Mixer）

圖4.3.1 單端二極體混波器

單端的（Single-Ended）混波器，有二級體和電晶體兩種，但是基本的架構上是相同的，

在這裡將介紹由二級體所組成的單端二級體混波器。顧名思義單端就是只有一個二級體的架 構，單端的二極體混波器是一切其他形式混波器的重要部分，需要透過它來完成其他形式混 波器的組成；而通常這麼簡單架構的混波器，其實是很常被使用在毫米波，而且其效果也是 相當的好。

4.3.2 單端平衡式混波器（Singly Balanced Mixer）

RF

LO

LPF IF 90^o

0^o 0^o 90^o

（a）

（b）

圖4.3.2 單端平衡式混波器（a）使用 90º 混合（b）使用 180º 混合

前面有介紹過單端平衡式混波器（Singly Balanced Mixer），此架構便是由兩個單端的混 波器所組成，在連結到兩個各自分開的埠，因此不會影響到埠與埠之間的干擾，不過通常主 要的因素還是決定在混合（Hybrid）之處。由於相位的不同，在於 RF 到 LO 的隔離度也會

前面有介紹過單端平衡式混波器（Singly Balanced Mixer），此架構便是由兩個單端的混 波器所組成，在連結到兩個各自分開的埠，因此不會影響到埠與埠之間的干擾，不過通常主 要的因素還是決定在混合（Hybrid）之處。由於相位的不同，在於 RF 到 LO 的隔離度也會

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