討論

圖5.7.2 SMD 元件與微帶線之介面示意圖

5.8 討論

由 5.8 節 IF 放大器的模擬結果，可看出模擬與量測在高頻的地方有頻飄的現象，當初 在電路設計時就以減少 SMD 元件的使用為目標，但仍避免不了有損匹配所使用的電阻與電 容所造成的寄生效應對電路造成的影響。另外使用的電晶體模型是由廠商給予，可能與實際 的電晶體有所誤差，可經由 TRL 校正量測出準確的 S 參數帶入模擬，以使模擬與量測結果 更接近。由於放大器設計是由低頻至高頻的應用，因此在設計上要讓整體的增益都很平滑是 有一定的難度，尤其在低頻的地方。所以在低頻的部份增益會有極微小的抖動，在測試無線 高畫質電視訊號的傳輸過程中，在有線的狀況下，透過 IF 放大器可以將訊號還原；但是在 無線的測試之下，訊號還原的程度有限，透過頻譜分析儀觀看訊號，並不是沒有訊號還原，

可能是在低頻的抖動造成了對訊號還原的影響，主要原因可能還是在 SMD 元件上的使用以 及焊錫所造成的影響，這點還需要再改進。

第六章

微型化接收器的設計和實驗

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6.1 低雜訊放大器（Low Noise Amplifier）

在無線通訊系統中，由於來自空氣中的訊號都非常微弱，所以訊號自接收到傳至基頻訊 號處理前，必須先要將訊號放大至是當的大小。然而在主動電路放大訊號的過程中，必定會 因為加入額外的雜訊而造成訊號品質的惡化，因此在第一級放大器在放大訊號的同時，必須 要小心設計使其訊號惡化的程度達到最小，此設計即為低雜訊放大器（Low Noise

Amplifier）。在第二章提過，在接收器的前端，通常都會加上一個低雜訊放大器，而低雜訊放 大器特性的好壞，將會影響到整個接收器的特性。低雜訊放大器名為放大器，就是需要將由 天線接收的微弱訊號放大，但是增益也不能過大，否則將會造成超載以及容易進入非線性區；

而除了將訊號放大的效果之外，其雜訊指數（Noise Figure）也要越小越好。

要設計一個特性良好的低雜訊放大器，必須要考慮輸入、輸出的阻抗匹配，在消耗的功 率上也要做一個考量，原則上是希望電流越小，消耗的功率越小越好。嚴格來說，低雜訊放 大器主要是提供來自天線訊號所需的適當增益、低雜訊指數、高線性度、輸入、輸出匹配與 低功率消耗。而圖6.3.2 則是本章節所設計低雜訊放大器的架構圖。

6.1.1 雜訊指數（Noise Figure）

雜訊指數（Noise Figure）是表示訊號雜訊比（Signal-to-Noise Ratio）在經過電路後的降 低程度。對於一個雙埠的放大器電路，不僅將訊號放大，同時也放大了輸入雜訊，更會增加 額外的雜訊於輸出端，這額外的雜訊通常是由電路中的熱雜訊（Thermal Noise）以及電晶體

的蕭特雜訊（Shot Noise）等所引起的，導致訊號雜訊比下降。雜訊指數的定義為（6.1）式，

以此概念可以推得 Friiss’s Formula，如（6.3）式所示：

( )

其中 Fi 為在此串接下第 i 級電路的雜訊指數，而 GAj 第 j 級放大器的 Available Power Gain（其定義為放大器輸出的 Available Power 除以 Source 的 Available Power）。使 用 Available Power Gain 的原因在於其已對放大器限定輸入及輸出接為共軛匹配，故可清楚 得知各級輸入及輸出的 Power，相較於其他增益的定義，不會困惑於兩級間輸入及輸出阻抗 匹配的問題。由（6.3）式可以得知，第一級對整體的雜訊指數有著決定性的影響，只要第一 級維持適當的增益，則接下來各級對整體雜訊指數的影響就很輕微，所以要降低系統的雜訊 指數，最有效的方法就是盡量使第一級的雜訊指數達到最低。

6.2 量測儀器

晶片的量測以 On-Wafer Probe 為主，DC Probe 使用標準 Multi - Pin 150 - μm Pitch - to - Pitch Probe，再透過下針的方式來完成 S 參數與功率頻譜之量測。

Probe Station HP 8510

Probe Station HP 8510

圖6.2.1 量測晶片的 Probe Station 以及 S 參數的 HP 8510 圖

6.3 微型化接收器

6.3.1 電路設計

我們採用穩懋半導體所研發的 0.15 μm Power pHEMT 2 x 50 μm 來作為前級的 LNA，

而利用 Diode 2 x 30 μm 來設計混波器，其輸入 RF 頻率為 40 ~ 48 GHz，本地震盪源 LO 為 37 GHz。其中 RF 與 LO 的信號都由 LNA 的輸入端輸入，並且利用 Diode 非線性的操作 模式，混出我們所需要的頻率，而主要就是透過第二章所提到的自差接收器，不需要額外的 本地震盪訊號（LO），就可以達到降頻的效果，其電路架構為下圖所示：

圖6.3.1 微化型接收器的電路架構圖

前端是 LNA，如圖6.3.2 所示，利用兩階電路來完成輸入部分的寬頻匹配，並且在直流 偏壓的部份均有設計偏壓電路。整個單級的 LNA 在 DC 到 70GHz 的 K 值均大於一 。 而混波器則是利用一顆 2 x 30 μm Diode 來作為非線性的來源，如圖6.3.3 所示。而 LNA 與 Mixer 之間的 Inter - Stage Matching 則是利用一階的 Short - Stub 來完成。整個接收機電路 設計都考慮過，使用最簡單的電路匹配方式來節省晶片面積。

圖6.3.2 前級 LNA 電路架構圖

元件 R1 R2 R3 C1 C2 C3 C4

數值 19.78 Ω 24.45 Ω 2.39 Ω 3984 fF 376.2 fF 1017 fF 172.8 fF

表6.3.1 前級 LNA 元件數值表

圖6.3.3 後級 Mixer 電路架構圖

元件 R1 C1

數值 864.57 Ω 507.15 fF

表6.3.2 後級 Mixer 元件數值表

6.3.2 模擬與量測

此電路一樣是使用 Agilent 的 Advanced Design System（ADS）模擬軟體進行模擬。首 先先針對前級的 LNA 做電路的模擬，模擬的結果如圖6.3.4 到圖6.3.8 所示，此 LNA 的工 作頻率為 40 GHz ~ 48 GHz，和此設計的接收器輸入的工作頻率相同，其增益模擬大約為 8 dB，輸入回饋損失小於 -11 dB，輸出回饋損失小於 -8 dB，雜訊指數則是小於 4 dB，穩定 度方面均是大於一，這是關於前級 LNA 的模擬結果，由於此電路最後的結果是和混波器直 接接在一起，因此在量測時便沒有辦法針對 LNA 的特性加以量測。

圖6.3.4 前級 LNA 的小訊號增益模擬結果

圖6.3.5 前級 LNA 的輸入回饋損失模擬結果

圖6.3.6 前級 LNA 的輸出回饋損失模擬結果

圖6.3.7 前級 LNA 的雜訊指數模擬結果

0 10 20 30 40 50 60 70

0 1 2 3 4 5

Stability

Frequency (GHz)

圖6.3.8 前級 LNA 的穩定度模擬結果

接著針對整個接收器的電路做模擬，模擬的結果如圖6.3.9 到圖6.3.12 所示，此接收器在 輸入的頻率為 40 GHz ~ 48 GHz，本地震盪的訊號頻率為 37 GHz，輸出的頻率為 3 GHz。

此接收器最重要的部份就是在混波器的部分，因為透過混波器才能將高頻接收到的訊號轉換 成基頻的訊號，而混波器最重要的指數就是轉換增益（Conversion Gain），在前面第五章有 提過；因此圖6.3.9 就是轉換增益的模擬和量測比較圖，模擬的轉換增益大約為 -3 ± 0.5 dB，

至於量測和模擬在頻率前半段差了大概 1 ~ 2 dB，這可能和製程的影響和量測中的損耗有 關，大致上還算是不錯的結果。而圖6.3.10 到圖6.3.11 可以得知，在模擬 RF 輸入訊號的回 饋損失小於 -10 dB，LO 輸入訊號的回饋損失則大致在 -12 dB 左右，原則上回饋損失都在 設計目標 -10 dB 以下；以上的模擬都是利用另外一套軟體 Sonnet 執行，利用和佈局結果 一樣的線路形狀來進行模擬，和原本利用 ADS 軟體進行的模擬相差不遠。而圖6.3.12 則是 量測 RF 輸入訊號的回饋損失，結果大致都小於 -10 dB，算是有符合當初設計模擬的結果。

圖6.3.13 則是轉換增益和輸出功率對於輸入 RF 功率的比較圖。

圖6.3.9 接收器轉換增益（Conversion Gain）的模擬和量測比較圖

圖6.3.10 接收器 RF 訊號輸入的回饋損失模擬結果

圖6.3.11 接收器 LO 訊號輸入的回饋損失模擬結果

圖6.3.12 接收器 RF 訊號輸入的回饋損失模擬和量測比較結果

圖6.3.13 接收器的轉換增益和輸出功率模擬比較圖

而圖6.3.14 則是透過頻譜分析儀量測到的輸入頻譜，很明顯可以看出有兩條訊號，左邊 的就是輸入的 LO 的訊號頻率，而右邊的就是 RF 的訊號頻率，所以在接收器接收到的訊 號便是 RF 和 LO 的訊號一同接收，關於在 LO 訊號的部分有產生些微的突起，是由於雜 訊以及頻譜分析儀內的 Span 太大所造成的影響；至於圖6.3.15 就是量測到的輸出頻譜，左 邊就是輸出端的基頻訊號，而右邊的則是兩倍頻的 RF 訊號和兩倍頻的 LO 訊號相減，不 過由於兩個頻率訊號相差將近 25 dBc，因此對於整個接收器的輸出影響並不大。

圖6.3.14 接收器的輸入頻譜量測結果

圖6.3.15 接收器的輸出頻譜量測結果

6.3.3 電路佈局結果

圖6.3.16 則是此接收器，利用穩懋半導體所研發的 0.15 μm Power PHEMT 製程技術來 做電路的佈局。左下角是輸入端，接收了 RF 和 LO 的訊號，接著經過了一個 LNA，再透 過混波器將訊號降頻得到了 IF 訊號，最後由右上角輸出。晶片的大小為 1 x 1 mm²，盡量 將面積壓到最小，但是 pHEMT 的製程大小有限定，因此使用了最小的面積將電路作佈局，

可以節省製程的面積和花費。

圖6.3.16 接收器的電路佈局圖

6.4 討論

我們利用了穩懋半導體所研發的 0.15 μm Power pHEMT 製程技術來設計製作此自差接 收器，由於前級的 LNA 無法透過量測得知是否和模擬相同，不過經由量測得知輸入的回饋 損失在工作頻率內幾乎都小於 -10 dB，此結果和模擬不會相差太多；至於轉換增益在模擬的 結果為 -2.5 ~ -3.5 之間，量測大約掉了 1 ~ 2 dB，還是在可以接受的範圍之內，因此此接收 器將可以透過封裝來應用於毫米波的無線高畫質電視訊號的接收系統中，將可以如第二章所 提到的省去 LO 訊號源問題以及 PLL 的電路設計，以減少組裝的花費以及元件的使用。

第七章

結論

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本論文主要是針對毫米波無線高畫質電視訊號傳輸做研究，因此一開始便介紹了高畫質 電視訊的演變，以及毫米波無線高畫質電視訊號的傳輸架構。接著便針對接收器的部份做介 紹，可以知道不同的接收器有不同的功用，而為了達到設計者的需要而採用不同的接收方式。

而在本文中在接收端需要用到基頻的寬頻放大器，因此為了對寬頻放大器的發展領域有概括 性的瞭解，在第三章介紹了放大器的一些基本設計概念：使用 K - Δ 係數判斷放大器的穩定 性，分析放大器的轉換功率增益，瞭解輸出輸入阻抗匹配對電路的影響，及雙埠網路的雜訊

而在本文中在接收端需要用到基頻的寬頻放大器，因此為了對寬頻放大器的發展領域有概括 性的瞭解，在第三章介紹了放大器的一些基本設計概念：使用 K - Δ 係數判斷放大器的穩定 性，分析放大器的轉換功率增益，瞭解輸出輸入阻抗匹配對電路的影響，及雙埠網路的雜訊