第一章 緒論
1.3 論文概要
第一章為緒論，將為微波的線況做介紹，並且介紹毫米波無線高畫質電視訊號的傳輸。
第二章會介紹關於射頻接收器的種類和功能特色。
第三章介紹放大器基本參數，列出各種寬頻放大器的架構與文獻作出的性能。
第四章介紹混波器的特性、功能以及種類。
第五章為 IF 寬頻放大器的設計、模擬、實做與量測。
第六章為微化型接收器的設計、模擬、實做與量測。
第七章為結論。
第二章
射頻接收器架構與簡介
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2.1 射頻接收器簡介
無線通訊中，為了因應不同的需要及系統規格，必須在不同的頻段內，進行無線電波的 傳輸，所以在自由的空間中往往會存在不同頻率的訊號。電波在自由空間的衰減量極大，導 致所需的頻率隨之增加，想要從空間中獲取訊號，接收器則需要兩個重要的指標：選擇性以 及靈敏度。
接收器的功能為將天線接收進來的微弱訊號放大，使放大器的訊號降至中頻，最後再將 中頻訊號降至基頻來做解調變的分析，如圖2.1.1 所示。隨著通訊系統的調變方式，使得電路 的複雜化，以及所需的頻率不斷地提升，設計接收器也隨之困難許多，所以我們在選擇射頻 接收器的架構相當重要。選擇接收器的架構上，必須包含的功能為：頻率的選擇性、放大訊 號、訊號降頻以及體積化面積等考量。
圖2.1.1 射頻接收器的基本架構
一般接收器的架構大致上可分為三種：外差接收器（Heterodyne Receiver）、雙降頻式超 外差接收器（Double Down-Conversion Super-Heterodyne Receiver），以及直接降頻式接收器
（Direct-Conversion Receiver）。本論文中將會再介紹另外一種接收器：自差接收器
（Self-Heterodyne）。
2.2 外差接收器（Heterodyne）
外差接收器（Heterodyne Receiver），為最常見也是歷史最悠久的架構，由於外差接收器 在電路設計上的難度並不高，加上特性也很好，因此外差接收器（Heterodyne Receiver）在通 訊系統上是最常被使用的架構之一。在接收器架構中，除了鏡像濾除最為重要外，還要考慮 外界的干擾訊號（Interferer）。假設 RF 訊號旁有干擾訊號，而且相距在 2ωIF 處，有鏡像訊 號存在，由圖2.2.1（a）中若選擇較高的中頻頻率 ωIF ，這些訊號經過鏡像濾波器後，將會 受到鏡像濾波器的抑制，使得與本地震盪混出的鏡像訊號大量衰減，但是 RF 與干擾訊號非 常的接近，使得訊號在經過通道選擇濾波器無法完全濾除。如圖2.2.1（b）所示，選擇較低的 中頻頻率，則鏡像訊號無法完全濾除而會破壞所要的 RF 頻率訊號的完整性，較接近 RF 的 干擾訊號則可以通過通道選擇濾波器濾除。所以由此圖可以得知中頻訊號頻率 ωIF 的選擇很 重要，而鏡像濾波器與通道選擇濾波器之間存在 trade off 的關係。
（a）
（b）
圖2.2.1 兩種中頻頻率設定 （a）High IF（b）Low IF
為了要改善鏡像濾波器及通道選擇濾波器之間所造成的困擾，有文獻採取以下兩種架構 來抑制外在的干擾：Hartley 以及 Weaver 兩種鏡像排拒接收器架構。Hartley 鏡像排拒架 構，已於 1928 年被提出，如圖2.2.2 所示。
圖2.2.2 Hartley 接收器架構圖
Hartley 接收器的架構由射頻輸入分別與相位差 90º 的本地震盪器做混波，訊號經由 A、B 兩可得：
xA
( )
t = A2RF sin(
ωLO −ωRF)
t+ AIm2agesin(
ωLO −ωImage)
t （2.1）xB
( )
t = A2RF cos(
ωLO −ωRF)
t+ AIm2age cos(
ωLO −ωImage)
t （2.2）再將（2.1）式推導可得：
xA
( )
t =−A2RF sin(
ωRF −ωLO)
t+ AIm2agesin(
ωLO −ωImage)
t （2.3）又因為 A 處的訊號經過一個 90 度的相位器，而得到相位器後的訊號，在 C 處的訊號 為：
xC
( )
t = A2RF cos(
ωRF −ωLO)
t− AIm2age cos(
ωLO −ωImage)
t （2.4）由（2.2）式和（2.4）式可以發現，在 B、C 兩處的訊號第一項含有相同的射頻訊號，
第二項含有鏡像訊號相差 180 度，此時只需要將兩訊號做混波，即可消除鏡像訊號。通常在 圖2.2.2 中的 90 度相位移，常用圖2.2.3 中的 RC 網路來實現，其中一條路徑位移 +45º ， 而另一路徑則位移了 -45º。
圖2.2.3 RC 網路的 Hartley 接收器
Hartley 接收器架構的主要缺點為對不匹配非常敏感。若是 LO 訊號不是正確相差 90º 或是上下兩路徑的增益不相等時，則鏡像訊號無法完成抵銷，破壞中頻訊號的完整性。為了 明瞭此效應，假設 LO 訊號為 ALOsinωLOt 和
(
ALO +ε) (
cosωLOt+θ)
，其中 ε 和 θ 表示 振幅不匹配和相位不平衡，則 A、B 點的訊號為：xA
( )
t = ALO2ARF sin(
ωLO −ωRF)
t+ ALOA2Imagesin(
ωLO −ωImage)
t （2.5）xB
( ) (
t = ALO +ε)
A2RF cos[ (
ωLO−ωRF)
t+θ]
+(
ALO +ε)
AIm2agecos[ (
ωLO −ωImage)
t+θ]
（2.6）在 C 處的訊號可得：
由（2.12）式可以推導出鏡像排拒（Image Rejection Ratio, IRR）的定義下可得（2.13）
式：
零，這表示鏡像訊號完全被消除。在圖2.2.3 中的 RC 值，往往會受到溫度和製程的變化，
圖2.2.4 Weaver 接收器架構圖
2.3 超外差接收器（Super-Heterodyne）
超外差接收器（Super-Heterodyne）的基本概念圖如圖2.3.1 所示。接收訊號經過一個帶 通濾波器後降頻至中頻由選擇性較佳的中頻濾波器濾波。因為在頻率較高的頻段，要濾出一 個窄頻的訊號，需要一個品質因素（Q factor）極高的帶通濾波器，難以實現。故先將訊號降 至較低的頻段，中頻濾波器品質因素的需求相對降低，可提供較佳的頻率選擇性，而且整體 接收機增益可分佈在不同的頻率，增加放大器的穩定度。若為數位通訊時，訊號分正交與同 相訊號的頻段在較低的頻率，產生的振幅與相位誤差較小。若需要較高的靈敏度可於混波器 前加入低雜訊放大器，藉著放大接收訊號，降低接收機電路自身的雜訊對訊號的影響。
圖2.3.1 超外差接收器的基本概念圖
2.4 雙降頻式超外差接收器（Double Down-Conversion Super-Heterodyne）
雙降頻式超外差接收器（Double Down-Conversion Super-Heterodyne）的架構圖由圖2.4.1 所示，採用兩次降頻的方式，分別有兩個 LO 使用同一個頻率合成器，射頻的頻率為一半；
此架構的原理為，射頻訊號經過第一個混波器，將頻率降至中頻，再經過直接降頻的架構
（Direct-Conversion Receiver），將訊號直接降至基頻。
圖2.4.1 雙降頻接收器架構圖
2.5 直接降頻式接收器（Direct-Conversion）
射頻訊號經過混波器 Mixer 直接降至基頻，稱做零中頻式接收器（Zero IF Receiver）或 稱直接降頻式接收器（Direct-Conversion Receiver），此架構為直接降頻至 DC，無鏡像的干 擾問題，所以無須在混波器前再加一個鏡像濾波器，此架構為目前單晶片整合最可能實現的 架構，如圖2.5.1 所示。本地震盪和射頻訊號有著相同的頻率，射頻訊號被直接降至基頻，沒 有鏡像頻率的問題，因此也節省了外接的被動元件以及推動元件所需的緩衝電路（Buffer Circuit），功率消耗也可以降低。雖然直接降頻接收器的優點很多，但是仍然會有幾種特性會 影響此架構，以下將會介紹影響的特性。
圖2.5.1 直接降頻式接收器的基本架構
2.5.1 直流位準偏移（DC Offset）
因為逆向阻隔有兩種問題，此兩種問題將會造成直流準位偏移，導致通訊品質下降。
1. 有較強的本地震盪器被耦合至射頻端，經由 LNA 反射回來，使得同一種頻率的本地 震盪耦合混波做相乘後，產生直流成分如圖2.5.2 所示。
LNA
Mixer
LO Leakage
LO
圖2.5.2 本地震盪造成的自我混波
2. 假設接收到一個強干擾訊號，此訊號耦合至本地震盪，干擾訊號在與本地震盪做混 波，產生直流成分的訊號，假設有過大的直流成分會飽和下一級的主動電路，如圖2.5.3 所示。
圖2.5.3 強干擾訊號造成的自我混波
2.5.2 顫動雜訊（Flicker Noise）
此雜訊屬於低頻雜訊，功率頻譜密度為 1 / f 曲線，會使直接降頻至基頻的訊號雜訊比 降低。為避免此雜訊比，LNA 和 Mixer 必須將增益提高，同時混波器的後級電路線性度相 對地也要提高。
2.5.3 偶次諧波失真（Even Order Harmonic Distortion）
電路在非線性特性下產生偶次失真，在部份的基頻會產生二次非線性項，而對直接降頻 至基頻的電路造成干擾，偶次失真會因頻譜的相加減，而在基頻處累積干擾訊號而無法消去，
圖2.5.4 為兩個鄰近干擾訊號，經過非線性電路產生二次及三次諧波失真；嚴格來說，偶次諧 波效應分為訊號本身失真以及雜訊干擾互調失真兩種。在直接降頻式接收器，線性度好壞的 考量須由 IIP2 和 IIP3 來決定，也就是說避免兩次及三次諧波失真太大。
圖2.5.4 直接降頻接收器的非線性效應
2.5.4 正交與同相訊號的不平衡（I / Q Imbalance）
直接降頻接收器，接收訊號在射頻頻率時即區分為同相與正交訊號。因為頻率較高，相 對的雜散效應亦會增加，導致同相與正交訊號路徑的增益、衰減不完全相同，產生振幅的不 平衡（Amplitude Imbalance）。除此之外，高頻的震盪器難以產生完美的 90º 相位差的訊號，
有相位誤差（Phase Error），容易造成位元錯誤率的增加。
2.6 自差接收器（Self-Heterodyne）
在一般傳統毫米波的傳輸系統中，最常使用的還是超外差接收器。但是使用傳統的超外 差接收器，還是會有一些缺點，如圖2.6.1 所示，這是超外差接收器的基本傳輸架構。在傳送 端，基頻訊號經過調變產生 IF 訊號，再經由本地震盪器將 IF 頻率升頻至想要使用的高頻 頻段，透過天線的傳送到達接收端；在接收端接收到了高頻訊號，便會做降頻的動作，再接 收段一樣會有一個本地震盪器，本地震盪器的訊號和接收的高頻訊號做混波，便可以得到原 本的 IF 訊號，再經由解調還原可以得到原本傳送的基頻訊號。
圖2.6.1 超外差接收器的基本架構圖
但是在傳送的過程中會有一些問題的產生，就是在接收端降頻得到了 IF 的訊號，必須 要有類似像 PLL 可以產生同步檢調以讓接收訊號可以被解調還原成功，無形中在設計上和 製作的電路上，都會增加一些困難度還有金錢上的花費。加上毫米波的傳輸，IF 訊號普遍都 是比較低，因此在本地震盪器的部份，所產生的訊號便要是比較高的頻率，由於頻率較高，
因此在產生訊號的過程中難免會造成一些不穩定，也因此會有一些頻漂的現象產生，如圖2.6.2 所示。在傳送端的本地震盪器產生的訊號頻率 fLO，會有頻漂 Δf1 產生，因此在和原本的 IF 訊號頻率 fIF 做混波之後，便會產生高頻訊號（fLO + Δf1 + fIF）傳送至接收端；而在接收到高 頻訊號之後，接收端的本地震盪器便會產生與發射端相同的訊號頻率 fLO，但是一樣會有不
穩定的頻漂 Δf2 產生，因此在混波降頻之後所得到的訊號頻率為（fLO + Δf1 - Δf2），和原本所 傳送的訊號便會有些微的頻率不準的問題。
(fLO+ Δf1- fIF ) f
fIF f
fIF f