第二章 射頻接收器架構與簡介
2.6 自差接收器（Self-Heterodyne）
在一般傳統毫米波的傳輸系統中，最常使用的還是超外差接收器。但是使用傳統的超外 差接收器，還是會有一些缺點，如圖2.6.1 所示，這是超外差接收器的基本傳輸架構。在傳送 端，基頻訊號經過調變產生 IF 訊號，再經由本地震盪器將 IF 頻率升頻至想要使用的高頻 頻段，透過天線的傳送到達接收端；在接收端接收到了高頻訊號，便會做降頻的動作，再接 收段一樣會有一個本地震盪器，本地震盪器的訊號和接收的高頻訊號做混波，便可以得到原 本的 IF 訊號，再經由解調還原可以得到原本傳送的基頻訊號。
圖2.6.1 超外差接收器的基本架構圖
但是在傳送的過程中會有一些問題的產生，就是在接收端降頻得到了 IF 的訊號，必須 要有類似像 PLL 可以產生同步檢調以讓接收訊號可以被解調還原成功，無形中在設計上和 製作的電路上，都會增加一些困難度還有金錢上的花費。加上毫米波的傳輸，IF 訊號普遍都 是比較低，因此在本地震盪器的部份，所產生的訊號便要是比較高的頻率，由於頻率較高，
因此在產生訊號的過程中難免會造成一些不穩定，也因此會有一些頻漂的現象產生，如圖2.6.2 所示。在傳送端的本地震盪器產生的訊號頻率 fLO，會有頻漂 Δf1 產生，因此在和原本的 IF 訊號頻率 fIF 做混波之後，便會產生高頻訊號（fLO + Δf1 + fIF）傳送至接收端；而在接收到高 頻訊號之後，接收端的本地震盪器便會產生與發射端相同的訊號頻率 fLO，但是一樣會有不
穩定的頻漂 Δf2 產生，因此在混波降頻之後所得到的訊號頻率為（fLO + Δf1 - Δf2），和原本所 傳送的訊號便會有些微的頻率不準的問題。
(fLO+ Δf1- fIF ) f
fIF f 0
BPF
(fLO+ Δf1 ) (fLO+ Δf1+ fIF ) (fLO+ Δf1+ fIF ) f 0 (fIF+ Δf1- Δf2 ) f
圖2.6.2 超外差接收器的訊號傳送頻譜圖
為了解決這個問題，因此有了自差接收器（Self-Heterodyne）的產生。如圖2.6.3 所示，
和超外差接收器最大的不同便是在接收端少了一個本地震盪器，也就是不需要由本地震盪器 來產生訊號做混波降頻的動作。至於在傳送端的部份，在混波器之後的濾波器也做了些改變，
超外差接收器的傳送端是會將本地震盪器產生的訊號頻率和調變過程中產的贗頻訊號頻率透 過濾波器一起除去，留下升頻之後的訊號做傳輸；而自差接收器則是會將升頻之後的訊號以 及本地震盪器所產生的訊號頻率一起傳送至接收端，再透過接收端的自差接收器的的檢調方 式將訊號還原，如圖2.6.4 所示。
圖2.6.3 自差接收器的基本架構圖
圖2.6.4 中，傳送端的本地震盪器一樣會產生頻漂的現象，但是透過了自差接收器，便可 以將頻漂的現象解決，還原原本的訊號。圖2.6.4 的左下角，便是在傳送端，IF 的訊號和本 地震盪器所產生的訊號做混頻，再透過帶通濾波器將本地震盪器和升頻過後的頻率留下，因 此便將頻率（fLO + Δf）和（fLO + Δf+ fIF）一起傳送至接收端。在利用自差接收器，將這兩訊 號頻率相減，便可以得到原本的 IF 訊號；由數學上來看就是（fLO + Δf+ fIF）-（fLO + Δf）= fIF。
圖2.6.4 自差接收器的訊號傳送頻譜圖
由於自差接收器有著可以將訊號完整的還原、可以省去系統在設計上的麻煩，尤其是省 去了鎖相迴路（Phase Lock Loop）的設計，因為要做到如此高頻的 PLL 並不是那麼容易，
只會增加成本上的花費。所以利用自差接收器可以降低在組裝上的花費（因為省去了接收端 的本地震盪器以及鎖相迴路的設計），因此在本論文當中，正是使用了自差接收器來當作整個 系統接收端的接收架構。
第三章
寬頻放大器
ˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍˍ
在本章第一節將會敘述放大器的一些重要參數。S 參數用於描述雙埠的網路狀態和計算 其他參數時使用；放大器需要阻抗匹配才能將所有功率輸入並傳至輸出端；而放大器穩定度 不好時則會產生震盪的現象；效率則是指直流偏壓流入的功率，使用在輸出信號上的比例；
而增益是指輸入信號與輸出信號之間的比例值；雜訊參數是指輸入的訊雜比和輸出的訊雜比 之間的關係。接下來來第二節則會說明放大器的非線性效應。諧波失真是指放大器輸入單一 頻率的訊號，但是輸出的訊號不只是輸入的頻率，還有不需要倍數頻率的諧波訊號；增益壓 縮點是指輸入功率的增加，輸出的功率也會線性增加，接近壓縮點時即使輸入功率再增加，
輸出功率的增加量會越來越小，直到飽和便不再增加；互調失真是指輸入兩個頻率很接近的 訊號，在輸出會產生很多頻率為兩輸入頻率相加減的訊號，而混波器則是利用此現象將基頻 信號升頻成微波信號發射，或是將微波信號降頻至基頻的信號。
3.1 放大器設計考量
3.1.1 散射參數（Scatter Parameter）
敘述一雙埠網路（Two-Port Network）的特性，就必須以該網路所獲得之傳輸函數（Transfer Function）及阻抗函數（Impedance Function）說明之。在頻率低時，用以敘述雙埠網路函數，
有 S 參數、Y 參數、Z 參數及 ABCD 參數等；然而在頻率高時，由於不易獲得確實可靠 的短路測試（Short-Circuit）及開路測試（Open-Circuit）。所以在廣闊的微波頻率範圍內，
分析微波頻段內網路問題的最佳參數即是散射參數（Scatter Parameters）簡稱 S 參數
（S-Parameters）。該參數便是用以敘述與分析工作於微波頻率時雙埠網路的特性，又因為 S 參數較易於應用網路分析，且可直接應用於信號流程圖分析（Signal Flow Graph）。
將一雙埠網路，如圖所示可以改寫成圖3.1.1，可以寫成（3.1）式，其中 a1、a2 分別代
3.1.2 阻抗匹配網路（Impedance Matching Network）
為使負載獲得最大的功率，必須使輸入與輸出之間作最重要的阻抗匹配，使放大器傳送 最大功率到負載端，圖3.1.3 為典型匹配網路的例子。在該圖中，為了使待測物有最大功率傳 送到負載 ZL 上，必須在信號源與負載之間端接匹配網路，以便做有效的匹配。雖然匹配網 路形式有多種設計，如圖3.1.3 中匹配電路的方塊圖，可採取輸入與輸出分列匹配法，但是一 般高頻電路輸入或輸出的變動均會牽動另一端點，所以需要特別注意，最簡單的匹配法就是 使用史密斯圖（Smith Chart）。
圖3.1.3 匹配電路方塊圖
3.1.3 穩定度（Stability）
放大器的穩定度或其電阻對震盪的影響，乃是設計步驟中一項重要的考慮因素。穩定度 可由電晶體中的 S 參數，各個匹配網路及端接阻抗式等來決定。在一雙埠網路中，當輸入 埠或輸出埠出現負電阻時，就有產生震盪的可能。對一單向元件而言，當 S11 >1 或 S22 >1 時，會有 ΓIN >1 或 ΓOUT >1 的情形發生，而該點即有可能會出現負電阻而造成電路不穩 定產生震盪。
Two-Port Network
圖3.1.4 雙埠網路之穩定性
如圖3.1.4 所示的雙埠網路中，若其輸入阻抗 ZIN 與輸出阻抗 ZOUT 的實數部份，對所 有被動負載阻抗（Passive Load Impedance）及（Passive Source Impedance），於某一特定頻 率下均大於 1，則稱其為無條件穩定（Unconditionally Stable）。若雙埠網路對某些組合之被
由（3.7）到（3.10）之解，即可獲得使雙埠網路無條件穩定的需求。
3.1.4 效率（Efficiency）
以下敘述三種型態的效率都是用來表示功率放大器的效能：
1. 汲極效率（Drain Efficiency）
2. 附加功率效率（Power Added Efficiency, PAE）
附加功率效率最普遍使用在公制的產業和文獻中，定義為：
3. 整體效率（Overall Efficiency）
整體效率定義為：
3.1.5 雙埠網路的增益
（Maximum Available Gain, MAG）如下列所示：
(
2 1)
3.1.6 雜訊指數（Noise Figure）
3.2.1 諧波失真（Harmonic Distortion）
圖3.2.1 非線性放大器輸入與輸出頻譜
如圖3.2.1，在非線性系統中，若輸入信號頻率為 fc，經過放大器之後，除了主要的信號
3.2.2 增益壓縮點（Gain Compression）
增益的壓縮與輸入的功率準位有關，當輸入信號超過一定的功率時，將不再維持輸入功
輸出電壓便不再隨著輸入信號線性的增加。我們定義當小訊號增益下降 1dB 時，我們稱之 為“ 1-dB 增益壓縮點（1-dB compression point）”。若要計算下降 1dB 的增益壓縮點，由
（3.35）得知：
1 1 12 3 4 log 3 20 1
log
20 a − dB= a + AdBa （3.35）
因此
3
1 0.145 1
a
AdB = a （3.36）
圖3.2.2 1-dB 增益壓縮點
3.2.3 互調失真（Inter-Modulation Distortion; IMD）
當輸入端有兩個或兩個以上不同頻率的信號，同時加入非線性的放大電路時，則在輸出 信號中，將會包含許多附加頻率的信號，稱為互調衍生信號，如圖3.2.3 所示。由
(
2f1− f2)
與(
2f2− f1)
組成的三階互調衍生信號（Third-Order Intermodulation Products），都與基頻信號 f1 或 f2很接近，用濾波器並不能完全濾除，而會隨著信號進入放大電路的頻寬範圍之內，使輸 出信號產生失真。圖3.2.3 非線性放大器的輸入與輸出頻譜
分別為輸入的三階互調截斷點（Input 3rd-Order Intercept Point, IIP3 ）及輸出的三階互調截斷 點（Output 3rd-Order Intercept Point, OIP3 ）。一般而言，交會點越高或者 IIP3 及 OIP3 越 大者則代表線性度越好。
圖3.2.4 三階互調截斷點
增益壓縮點（1-dB Compression Point），因為非線性效應的關係（放大器的增益在小訊 號時為線性，但功率加大時增益反而會逐漸縮小的現象），為了表示放大器的工作範圍，通 常以輸出增益比線性增益小 1dB 時的輸出功率來稱之。
通常 1dB 增益壓縮點與IIP3 的關係式如下：
1-dB Compression Point ≈ IIP3 - 10dB （3.40）
基頻信號（Fundamentals）的大小與三階互調信號（IM3）的輸出頻譜如圖3.2.5，IIP3 的 計算方式如下式：
IIP
(
dBm)
= ΔP( )
dB +Pin(
dBm)
3 2 （3.35）
圖3.2.5 IP3 的頻譜示意圖
3.3 寬頻放大器的種類
以下是針對常見設計寬頻放大的器方法作整理和比較，每一種架構有每一種架構的優缺 點：
1. 回授式放大器（Negative Feedback Amplifier）
2. 平衡式放大器（Balance Amplifier）
3. 電阻性匹配放大器（Resistive Matching Amplifier）
4. 主動匹配放大器（Active Matching Amplifier）
5. 交錯協調放大器（Stagger Tuning Amplifier）
6. 電流重複使用放大器（Current Reuse Amplifier）
7. 網路合成放大器（Network Synthesis Amplifier）
8. 分佈式放大器（Distributed Amplifier）
3.3.1 回授式放大器（Negative Feedback Amplifier）
IN OUT
圖3.3.1 負回授放大器
圖3.3.1 為負回授電路。負回授可使增益的響應較為平坦，改善輸入與輸出的匹配，也增 加電路的穩定性。此型態的放大器頻寬可達 10 倍頻以上，不過功率增益和雜訊指數則會變 得比較不好。
圖3.3.2 串疊負回授放大器
如圖3.3.2 由Beom Kyu Ko and Kwyro Lee ，在 2002 年發表串疊負回授放大器，用於全
如圖3.3.2 由Beom Kyu Ko and Kwyro Lee ，在 2002 年發表串疊負回授放大器，用於全