結論

種類 頻寬 雜訊 功率消耗 製程影響 面積 晶片實現

負回授 多倍頻 中 中 中 小 易

平衡式 2倍頻 中 中 低 大 難

電阻性

匹配 多倍頻 高 小 低 小 易

主動匹配 多倍頻 中 中 低 小 易

交錯協調 2倍頻 中 小 低 中 易

電流重複

使用 2倍頻 中 小 低 小 易

網路合成 多倍頻 中 中 高 中 中

分佈式 多倍頻 中 大 高 中 中

表3.4.1 寬頻放大器的總結

第四章

混波器

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4.1 混波器的原理和簡介

混波器（Mixer）是一種三埠輸入的元件，利用元件的非線性特性，將輸入的頻率做相加 或相減的動作。而非線性元件就如同上一章提到的倍頻器一樣，就是利用二極體或是電晶體，

由於非線性元件會產生不同的諧波，再利用濾波器將希望的頻率濾出，因此混波器是一種頻 率轉換的元件。在發射系統中，將基頻的訊號轉換成高頻的訊號，其中的過程成為升頻轉換

（Frequency-Up Conversion）；而將高頻訊號轉換成基頻訊號的過程則稱為降頻轉換

（Frequency-Down Conversion）。

（a）

f f^RF-f^LO f^LO f^RF f^RF+ f^LO

Mixer

LO f^RF

f^LO

f^IF = f^RF-f^LO

（b）

圖4.1.1 混波器特性示意圖（a）Up Conversion（b）Down Conversion

圖4.1.1 是混波器特性的示意圖，混波器的輸出正比於兩個輸入頻率的乘積，一般來說升 頻轉換是在發射端，而降頻轉換則是在接收端，由於本論文是對於接收端做設計，因此從降 頻轉換做介紹。假設高頻訊號 ^vRF

( )

^t =^cos

(

²π^fRF^t

)

，本地震盪器（Local Oscillator）會輸出一 個 LO 訊號 ^vLO

( )

^t =^cos

(

²π^fLO^t

)

，兩個訊號經過混波器之後，便會產生原本的基頻訊號，數 學表示如（4.1）式所示：

^vIF

( )

^t =^KvRF

( ) ( )

^{t v}LO ^t

(

^{f t}

) (

^{f t}

)

K^{cos 2}π _RF ^cos2π _LO

=

= ^K

[

^cos2π

(

^fRF − ^fLO

)

^t+^cos2π

(

^fRF + ^fLO

)

^t

]

2 （4.1）

其中 K 為轉換損失（Conversion Loss），^vIF

( )

^t 為中週頻率（Intermediate Frequency），

也就是 IF ，經由混波器處理之後所產生了相加或相減的頻率，由於 LO 和 RF 兩個訊號頻 率比較接近，因此相加的頻率幾乎是兩倍的 RF 頻率；而相減的訊號遠小於 RF 訊號，因此 利用濾波器很容易將兩個頻率分開。在由圖4.1.2 可以發現，以 LO 頻率為中心，比 LO 頻 率低的地方若出現干擾，此干擾和 LO 的差值也是 IF 頻率的大小，稱為鏡像頻率（Image

Frequency）。鏡像頻率若過大就會在 IF 頻率的地方產生干擾，會增加混波器的雜訊指數，

使得基頻電路無法正確解出原本的訊號。因此改善的方法就如同第二章所提到的，在輸入前 端加上一個濾波器，而此濾波器的功用則是濾除鏡像頻率，稱為鏡像濾除濾波器（Image Rejection Filter）。

f

f^IF f^RF f^LO f^Image

f^IF f^IF

圖4.1.2 鏡像頻率的表示圖

在第二章也曾提到，在輸出端通常也會再加一個濾波器，稱為通道選擇濾波器（Channel Select Filter）。鏡像濾除濾波器和通道選擇濾波器，期設計是根據 IF 而定，不論是較高的 IF 或是較低的 IF 在設計上是都有困難度的。由圖2.2.1 中可知，當選擇較高的 IF 時，鏡像濾 除濾波器在設計上較簡單，也就可以將鏡像頻率壓抑的較低，降頻至 IF 時，鏡像頻率比較 不會干擾訊號，但是在通道選擇濾波器的設計上就會比較困難，因為干擾相當靠近訊號，因 此通道選擇濾波器的 Q 值必須相當高；相反的若選擇較低的 IF 時，鏡像頻率比較接近 RF 訊號，因此鏡像濾除濾波器的 Q 值必須設計的相當高，否則降頻之後就會干擾到訊號，但 是相對的通道選擇濾波器在設計上就會比較簡單，對於壓抑干擾訊號的程度也比較高。

4.2 混波器設計考量

接下來將介紹關於混波器的的一些重要參數，這些參數將決定混波器特性的好壞，這將 依照不同的設計者有不同的需求做調整。

4.2.1 轉換增益與消耗（Conversion Gain / Loss）

數還小；而改善的方法就是將輸入的訊號增強，也就是在前級加上一個低雜訊放大器（Low Noise Amplifier），但是缺點是會減少動態範圍。

4.2.3 隔離度（Isolation）

隔離度（Isolation）是指混波器的各個不同的埠之間訊號互不干擾的程度，以 dB 表示。

代表這個埠到另一個埠的衰減值，以 LO 到 RF 的隔離度如圖4.2.2 所示，理論上每個埠之 間都互相獨立並且有各自不同的頻率，因此不會互相耦合也不會互相干擾，但是在接收系統 當中，因為各種不同的不匹配或耦合器的不理想，因此會有耦合的現象。因此隔離度就是各 個埠互相耦合的程度，LO 的功率較大就算有衰減，也會影響到其他的埠，甚至會經由天線 直接輻射出去，所以隔離度就顯得相當重要。比較重要的參數是 LO 到 RF 和 IF 的隔離 度，一般來說，LO 到 IF 的隔離度大約在 25 ~ 30 dB 以上，混波器前級都會有放大器或濾 波器，因此就可以阻隔 LO 經由 RF 從天線輻射出去；一般 LO 到 RF 的隔離度約在 20 ~ 40 dB，RF 端和 IF 端的隔離度也是重點，由於不希望輸入和輸出互相干擾造成負載效應，

因此也必須要有一定程度的隔離度。

圖4.2.2 LO 到 RF 的隔離度

4.2.4 LO Power 及雜訊分析

1. 在混波器工作時，LO 的功率稱為 LO Power：LO Power 和 Conversion Gain 的

關係圖如下圖4.2.3 所示：

圖4.2.3 LO Power 和 Conversion Gain 的關係圖

左半邊的曲線，因為切換電晶體對轉導值小，會使得 Conversion Gain 變小；而右半邊 的曲線，因為諧波造成 Conversion Gain 衰減。

2. LO Power 對雜訊指數所造成的影響：LO Power 和雜訊指數的關係圖如下圖4.2.4 所 示。調整 LO 的輸出功率，可以找到最佳的電路特性。

圖4.2.4 LO Power 和雜訊指數關係圖

4.2.5 直流偏壓及線性度

在設計混波器時，直流偏壓和線性度的考量相當重要。

1. LO 端的直流偏壓：

如圖4.2.5（a） 所示，操作在 A 點，表示切換電晶體上有較高的電壓才能使電晶體 達到 Turn on 的效果；操作在 B 點，表示有最佳的 LO Power，但有較小的轉換增益，

線性度很差；至於操作在 C 點，則表示切換電晶體要大的電壓，才能將電晶體 Turn off。而圖4.2.5（b） 為三種操作點對 Conversion Gain 的影響。

（a） （b）

圖4.2.5 （a）LO 端的操作點 （b）三種操作點對 Conversion Gain 的影響

2. 線性度：

可由圖4.2.6 得知，當偏壓電流增加時，線性度相對的也會隨著增加。

圖4.2.6 影響線性度的偏壓示意圖

4.3 混波器的種類

4.3.1 單端二極體混波器（Single-Ended Diode Mixer）

圖4.3.1 單端二極體混波器

單端的（Single-Ended）混波器，有二級體和電晶體兩種，但是基本的架構上是相同的，

在這裡將介紹由二級體所組成的單端二級體混波器。顧名思義單端就是只有一個二級體的架 構，單端的二極體混波器是一切其他形式混波器的重要部分，需要透過它來完成其他形式混 波器的組成；而通常這麼簡單架構的混波器，其實是很常被使用在毫米波，而且其效果也是 相當的好。

4.3.2 單端平衡式混波器（Singly Balanced Mixer）

RF

LO

LPF IF 90^o

0^o 0^o 90^o

（a）

（b）

圖4.3.2 單端平衡式混波器（a）使用 90º 混合（b）使用 180º 混合

前面有介紹過單端平衡式混波器（Singly Balanced Mixer），此架構便是由兩個單端的混 波器所組成，在連結到兩個各自分開的埠，因此不會影響到埠與埠之間的干擾，不過通常主 要的因素還是決定在混合（Hybrid）之處。由於相位的不同，在於 RF 到 LO 的隔離度也會 有所差別，使用180º 在這個部份上，其效果就又會比使用 90º 的效果差。

4.3.3 雙端平衡式混波器（Doubly Balanced Mixer）

圖4.3.3 雙端平衡式混波器

雙端平衡式混波器（Doubly Balanced Mixer）最常被使用在 1 ~ 18 GHz 之間；對於每個 埠之間它都有著較好的內部隔離度，對於 LO 的雜訊以及寄生訊號都可以有很好的抑制；相 反的它卻需要至少四個二極體以及兩個 Hybrid、更大的 LO Power，而且其轉換增益的效果 相對的就比較差。

4.3.4 次諧調式泵浦混波器（Subharmonically Pumped Mixer）

圖4.3.4 次諧調式泵浦混波器

在許多應用上，要產生一個基頻的 LO 訊號是非常不方便，也有可能需要花費非常高的 價位，甚至是不太可能。而應用在毫米波的混波器其轉換增益以及抗雜訊的效果往往被 LO 的 Power 或是雜訊所限制住，因此便有了次諧調式泵浦混波器（Subhamonically Pumped Mixer）的設計產生。其便是利用了 LO 一半的頻率，再透過 RF 的二次諧波頻率做混波，

所能得到的轉換增益非常的好，不過有時候會比一般的混波器差了 1 ~ 2 dB 左右；它在 LO Power 以及雜訊上的表現也都相當的好。

4.3.5 鏡像抑除混波器（Image Reject Mixer）

次諧調式 泵浦

決定於匹 配電路

決定於濾

波器 好 決定於濾

波器

鏡像抑除 好 好 好 好 好 好

種類 LO 雜訊抑制 LO 寄生訊號抑制 LO Power 需求

單端 無法 無法 低

單端平衡

（90º） 好 好 中等

單端平衡

（180º） 好 好 中等

雙端平衡 好 好 高

次諧調式

泵浦 好 好 中等

鏡像抑除 好 好 很高

表4.4.1 各式混波器功能比較表

第五章

IF寬頻放大器的設計和實驗

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5.1 傳輸線（Transmission Line）

傳輸線是微波電路設計中很重要的被動元件，在微波頻率需要小尺寸的電感性元件作為 匹配網路及共振腔使用，需要的電感值在幾百 pH 以下，用來傳輸準橫向電磁波

（Quasi-Transverse Electromagnetic, Quasi-TEM）。傳輸線的優點是可做成任何的長度與寬 度，能夠做出精確的電抗值。另外當使用傳輸線作連接時也可比較容易的模型化。另一個值 得注意的優點是使用傳輸線會有一個很好的回流接地面，可以隔絕與附近結構的耦合。在多 層結構中有很多種傳輸線，像帶狀線（Strip Lines）、微帶線（Microstrip Line）、溝槽線（Slot line）、共平面波導（Coplanar Waveguide）、共平面帶狀線（Coplanar Strip Line），下節將 討論微帶線。

圖5.1.1 分佈式 RLGC 有損傳輸線模型

任何準橫向電磁波傳輸線都可用頻率有關的分佈式 RLGC 電路模型所等效，如圖5.1.1 傳輸線可等效為下面四個參數：

C

Z ≡ L （5.1）

0 LC 2 ω

λ≡ π （5.2）

R

Q_{L ≡}ω⁰L （5.3）

G

Q_{C ≡}ω⁰C （5.4）

其中 Z 為特徵阻抗，λ 為波長， QL 為電感性品質因數（Quality Factor）， QC 為電 容性品質因數。傳輸線主要是儲存磁能，所以比起共振品質（Resonator Quality）、衰減常數

（Attenuation Constant），電感性品質因數 QL 在計算傳輸線損失時是最重要的參數。

5.1.1 微帶線（Microstrip Line）

微帶線是最廣泛使用的平面傳輸線之一，主要的原因是微帶線可以用照相蝕刻法製造，

也非常容易與其他的主動或被動微波電路連接且積體化。其幾何結構如圖5.1.2 所示，寬度為 W 的金屬線在厚度 d ，介質常數為 εr 的接地介質板上，電磁場分佈如圖5.1.3 所示。

圖5.1.2 微帶線結構剖面圖

圖5.1.3 微帶線電磁場分佈

如果沒有介質（εr = 1），我們可使用映射定理，將接地面移除，並於其下方取微帶線的 映射，整個結構成為一個雙導線傳輸線，其導體為金屬薄片，寬為 W ，線距為 2d 。顯然

如果沒有介質（εr = 1），我們可使用映射定理，將接地面移除，並於其下方取微帶線的 映射，整個結構成為一個雙導線傳輸線，其導體為金屬薄片，寬為 W ，線距為 2d 。顯然

在文檔中 40 ~ 48 GHz 毫米波無線高畫質電視訊號接收系統 (頁 70-0)