混頻器分類與比較

在各種混頻器的設計中，主要分成主動式與被動式混頻器兩大類。被動式混 頻器就如同字面上的定義一樣，不會提供轉換增益，因此並不會有任何的功率消 耗，相對的需要較大的 LO 驅動功率，除此之外，被動式混頻器也擁有較佳的線 性度。而主動式混頻器能提供不錯的轉換增益，且能以較低的 LO 驅動功率來驅 動，然而主動式混頻器線性度較低且會有功率消耗的產生。

而被動式混頻器主要是使用二極體所構成，主動式混頻器主要是使用電晶體 所構成。接著接介紹被動單平衡式二極體混頻器、被動雙平衡式二極體混頻器、

被動電阻式環形混頻器、主動單平衡式混頻器、與主動雙平衡式混頻器的架構。

被動單平衡式二極體混頻器(Passive Single-Balanced Diode Mixer)

被動單平衡式二極體混頻器架構如圖 4-4 所示，上面兩種架構分別使用180^° 與90^°的 4-port 混合平衡器(hybrid balun)將 RF 訊號與 LO 訊號饋入二極體，利用 二極體的電流-電壓的指數特性進行混頻，在經由低通濾波器(low-pass filter)將輸 出的 IF 訊號取出。最下面的架構則是使用 3-port 的平衡器將 LO 訊號饋入二極體，

而 RF 訊號經由高通濾波器進入二極體，輸出的 IF 訊號一樣是經由低通濾波器後 取出。 單平 衡被 動 式二極 體混 頻有不 錯的隔 離度 以及較 佳的 雜 散響 應抑制 (spurious response rejection)，其中 LO-RF 的隔離度則是取決於平衡器的設計。

100 0^º

0^º 0^º 180^º

IF Filter RF

LO

90^º 0^º 0^º 90^º

IF Filter

IF

IF

180^º

0^º IF Filter

LO

IF

RF RF Filter

RF

LO

圖 4-4 被動單平衡式二極體混頻器架構

被動雙平衡式混頻器(Passive Double-Balanced Mixer)

LO

RF

IF

圖 4-5 被動雙平衡式二極體混頻器架構

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被動雙平衡式二極體混頻器架構如圖 4-5 所示，主要是由四顆二極體組成一 個環形的結構，RF 與 LO 訊號分別由兩個180^°的平衡器進入二極體，輸出 IF 訊 號則是由 RF 平衡器的虛接地點取出。由於 LO 訊號饋入點為 RF 平衡器的虛接地 點與 RF 訊號饋入點為 LO 平衡器的虛接地點，因此 LO-RF 與 RF-LO 的隔離度非 常好，然而由於被動雙平衡式混頻器有四顆二極體，相較於被動式單平衡混頻器 只有兩顆二極體，因此需要較大的 LO 功率來驅動。

被動電阻式環形混頻器(Passive Resistive Ring Mixer)

IF+

IF-RF

VG

VG

M1 LO

M3 M2

M4

圖 4-6 被動電阻式環形混頻器架構

圖 4-6 為被動電阻式環形混頻器的架構，RF 訊號與 LO 訊號一樣是利用雙平 衡的概念，也就是採用差動輸入概念，並將 M1 ~ M4 這四顆電晶體偏壓在電阻區，

而 LO 訊號的擺幅讓四顆電晶體如同可變電阻一樣，並利用這個特性來進行混頻 的機制。而相對於前面兩種的被動式二極體混頻器，此類混頻器將電晶體偏壓在

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電阻區，對於 LO 驅動功率的需求相對減少許多。而電阻式混頻器在𝑉_𝐷𝑆 = 0的情 況下，與二極體混頻器都不會有任何的功率消耗。

主動單平衡式混頻器(Active Single-Balanced Mixer)

LO+

RF M1

M2 M3

LO-VDD

IF

圖 4-7 主動單平衡式混頻器架構圖

圖 4-7 為主動單平衡式混頻器的電路架構圖，LO 訊號差動輸入，RF 訊號單 端輸入，M1 為轉導放大級，M2 與 M3 為開關切換級，RF 訊號經過 M1 電晶體 放大後，在經由 M2 與 M3 電晶體利用開關的特性與 LO 訊號進行混頻，式(4.4) 為輸出的 IF 訊號，可以看到在 IF 端會有 LO 訊號洩漏過去，這也是主動單平衡 式混頻器的最大缺點，LO-IF 的隔離度不佳。

𝑉_𝐼𝐹 =2

𝜋𝑔_𝑚1𝑣_𝑅𝐹𝑅[cos(𝜔_𝑅𝐹 − 𝜔_𝐿𝑂) 𝑡 + cos(𝜔_𝑅𝐹 + 𝜔_𝐿𝑂) 𝑡]

+4

𝜋𝐼_𝐷𝐶𝑅 cos(𝜔_𝐿𝑂𝑡)

(4.4)

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主動雙平衡式混頻器(Active Double-Balanced Mixer)

LO+

RF+

IF

M1

M3 M4

RF-M2

M6 M5

VDD

LO+

LO-圖 4-8 主動雙平衡式混頻器架構LO-圖

圖 4-8 為主動雙平衡式混頻器的電路架構圖，此架構又稱為吉伯特混頻器 (Gilbert-Cell Mixer)，也是主動式混頻器最常使用的架構。RF 訊號與 LO 訊號都 為差動輸入，M1 與 M2 電晶體為轉導放大級，將輸入的 RF 電壓訊號放大轉換成 電流訊號，M3、M4、M5 與 M6 為開關切換級，利用開關切換的特性將 RF 訊號 與 LO 訊號進行混頻的動作，混頻後的輸出 IF 電流訊號經由負載𝑅_𝐿將電流訊號轉 換成電壓訊號，如式(4.5)，可以發現雙平衡式混頻器改善了單平衡式混頻器 LO-IF 隔離度不佳的情形，轉換增益也為單平衡式混頻器的兩倍，缺點就是功率消耗為 單平衡式混頻器的兩倍。

𝑉_𝐼𝐹 = 4

𝜋𝑔_𝑚1𝑣_𝑅𝐹𝑅[cos(𝜔_𝑅𝐹 − 𝜔_𝐿𝑂) 𝑡 + cos (𝜔_𝑅𝐹 + 𝜔_𝐿𝑂)𝑡] (4.5)

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介紹完以上五種混頻器的架構，本次設計為主動式混頻器，主動雙平衡式混 頻器似乎為一個不錯的架構，然而雙平衡式混頻器需要供給包含電流源在內至少 三層的𝑉_𝐷𝑆電壓，為了使電晶體能正常操作下，因此整體電路的𝑉_𝐷𝐷需求非常高，

造成電路整體功率消耗非常大，除此之外，為了使輸出阻抗為 50Ω，在輸出 IF 端會使用共汲極組態放大器，也就是源極隨耦器(source follower)，將輸出阻抗轉 到 50Ω，造成功率消耗更進一步的增加。因此本次設計使用弱反轉環形混頻器 (Weak-Inversion Ring Mixer)，且在輸出端加上緩衝放大器(buffer Amplifier)，能夠 在低功率消耗與更低的 LO 驅動功率來達到飽和的轉換增益，接著將針對弱反轉 環形混頻器進行詳細的分析。

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