雙閘極技術

第二章低雜訊放大器之電路設計

2.7 實作三：雙頻帶雙變壓器型態之低雜訊放大器(CMOS 0.18-µm)

2.8.2 雙閘極技術

G1 G2

S1 S1

G1 G2

S1 S1

D2 D2 D2 D2

fingersN N

fingers M2

a1 a2

(a) (b)

圖(2.49) (a)一般疊接放大器及(b)雙閘極電路表示圖

G1 G2 G2G1 G1 G2 G2 G1

S1 D2 S1 ………… S1

圖(2.50) 雙閘極佈局表示圖

在一般疊接放大器中，電晶體接法為圖，實線代表在佈局時的走法，D→ → →S D ，這樣不斷下去，最後全部 S 會接一起(虛線)，

再打接點出來，D 也比照辦理。如此一來，在佈局時 M1 跟 M2 會因有 DRC 規則，使中間會有一小段走線(A 點)，在低頻或許還好，但在 60GHz 會有影響。所以把 M1、M2 包在一起，讓 A 點的長度就是一般 Diffusion 的長度，減少多餘影響。當信號從 G1 進入(只進入其一小顆電晶體)，比較兩圖，發現在 a1 點會看到 N 個 D 端及 S 端寄生電容；相反地，a2 點只看到 1 個 D 端及 S 端寄生電容。由電路分析可知，A 點看到時間常數約為

2 a m

g ，若C_a越小高頻特性會越好。由文獻[24]實作可知，雙閘極的最大穩定增益(MSG)高於一般疊接式電晶體。而一般電晶體用 MSG 來表示其能力在非無條件穩定下的頻率，也代表在高頻的能力。

2.8.3 電路設計

Dual Gate IN

OUT

VG VDD

圖(2.51) 雙閘極放大器電路圖

在設計高頻放大器時，跟一般低頻不一樣的地方，其雜訊表現主要被電晶體特性決定，因為所需感值很小，電感寄生電阻很小。在第一級我們使用雙閘極來達到輸入匹配，所需感值及 Q 值如圖(2.51)，

Q 值還在合理範圍內。在中間級利用電感電容來跟下一級輸入電晶體做匹配，受限於雙閘極上下電晶體尺寸一樣及需達到輸出跟中間級皆要匹配的條件下，在第二級不使用雙閘極來達成，而是一般疊接加電感的方式，中間的電感功能是共振那節點的電容，其值很小(可能一個拉線就到)，對面積來說並無影響。

IP1dB=-7.6dBm IIP3=-1.2 dBm f_in=65GHz

Input Power (dBm)

Output Power (dBm)

IM1

V^G1=0.9 V, V^G2=0.95V Measurement Post-Sim

Noise Figure (dB)

Frequency (GHz)

圖(2.54) 雜訊指數量測圖

圖(2.55) Die Photo ( 0.6mm × 0.6 mm ) 2.8.5 結果與討論

相關特性如表 2.10，輸入匹配變差應為閘極電容比想像中大，因為雙閘極佈局每根 Poly 距離較遠，拉線較長使閘極電容變大，模擬與量測的比較如圖(2.55)，S21變差是輸入與輸出皆變差所導致。

freq (1.000GHz to 100.0GHz)

S(1,1)LNA_ver4..S(1,1)

圖(2.56) S11模擬與量測比較圖

表 2.10 60-GHz 雙閘極放大器量測特性表 Item Post-Simulation Measurement Supply Voltage (V) 1.5 1.5

S21 (dB) 11.5 7 Noise Figure (dB) 7.5 8@64.5GHz

IIP3 (dBm) 0.1 -1.2 IP1dB (dBm) -10 -10.5 Input Return Loss (dB) <-10

(58GHz~94GHz)

<-5

(65.5GHz~85.5GHz) Output Return Loss <-10

(55GHz~65GHz)

<-5

(65GHz~74.5GHz) Power Consumption (mW) 24 25.5

Current Consumption (mA) 16 17

第三章

2.4/5.8-GHz 低功率接收機

3.1 前言

資訊不斷變遷的時代裡，科技的發展不斷地日新月異。無論是遠距離的個人行動通訊 WWAN (wireless wide area network)，或是較近距離的像已訂定的標準有 IEEE802.11 的無線區域網路 WLAN

(wireless local area network)及 Bluetooth 聯盟的無線個人網路 WPAN (wireless personal area networking)為主要的通訊標準都已有相當完整的解決方案並有實際應用，像是一般常見 3C 產品皆有支援。無論是 WWAN 或 WPAN 其通訊設備常常都是可攜式，其使用時間為消費者所考慮之一，除了在電池技術上著墨外，對於更換電池不易之產品，

如何降低電路的耗電量更是重要的議題，低功率的應用也隨之產生。

本章將先從系統架構切入，之後深入討論電路架構選擇及其子電路，

以低功率著眼加上其他特性要求像是雜訊表現、線性度等，在上面幾個限制中權衝，最後實作出具低功率特性及符合其他特性之電路。

3.2 系統架構比較與選擇

較常見的接收機架構包括：超外差接收機(super-heterodyne

receiver)、直接降頻接收機(direct-conversion receiver)和低中頻接收機 (low-IF receiver)。後兩者省略了 IF 級及外接濾波器，適合高度系統整合單晶片(SOC)。

超外差式架構的優點為擁有較佳的靈敏度、動態範圍和頻率選擇性，而其缺點為元件數量較多並為了解決鏡像訊號問題，會需要較昂貴的晶片外(off-chip)高品質因素表面聲波(SAW)濾波器，因此在整合上很較困難，難以達到高度積體化，對於成本考量上有一定的影響。

若要解決鏡像訊號的問題，又希望可以盡量將系統整合在一個晶片上，可以採用威福(Weaver)鏡像消除架構、哈特利(Hartley) 鏡像消除架構或是直接降頻架構。前兩者為低中頻(Low-IF)架構，第三者為零中頻(Zero-IF)架構。其中威福(Weaver)鏡像消除架構是雙降頻(dual conversion)架構，不僅有第二鏡像訊號問題，還需要多一級降頻器，

相對於另外兩種架構，功率消耗較大。因此適用於低功率接收機的架構，常用的是哈特利(Hartley)架構和直接降頻(direct conversion)架構。

而哈特利架構的類比數位轉換器及基頻電路之操作頻率都會較高，功率消耗也因此較大。對於低功率系統整合來說，直接降頻或許是較好的選擇。直接降頻也有其缺點，會在下面各電路架構中討論且提出解決方法。

直接降頻接收機最前端電路為低雜訊放大器，相關討論已經前節敘述並有實作結果；而下一級混頻器的選擇，則有主動(active)及被動 (passive)之分。因為被動混頻器並無直流電流，所以沒有增益可言，

無法壓制後級雜訊；因此後級所需電流不小，一個 TIA 要 2mA 左右

的電流。若使用低電流的主動混頻器，再結合低功耗但雜訊指數較高的放大器，因為主動混頻器具有增益，可以幫助壓抑後方的雜訊，如此也有機會完成低功率、低雜訊的接收機。

LNA

Image-Rejection

Filter Mixer 1

Channel-Select

Filter Mixer 2

Low-pass Filter

LO Gen 1 LO Gen 2

IF AMP

Baseband

圖(3.1) 超外差接收機架構

LNA Mixer

Band-pass Filter LO Gen

IF AMP

Baseband

Mixer I LNA

VGA

LO Gen

Mixer Q VGA

00 180⁰ 2700

900

Out I

Out Q

(a) (b)

圖(3.2) (a)低中頻接收機及(b)直接降頻接收機架構

3.3 吉柏特混頻器

3.3.1 增益分析

假設 LO 埠為完全切換，等效切換函數為p t ，再跟 RF 信號相

( )

乘可得輸出中頻信號，可發現增益與切換級波形之傅利葉常數項有關；除此之外，還跟轉導端及負載有關：

( )

Switch Noise

Transconductor Noise

兩顆電晶體為 _{1 2} =4 ^ + ₁+

γ

² ^ ²₁

( ) ( )

(

1 1

)

0 3 ²

SSB 2 2 2

γ α

γ

4 1

α

⁺ ⁺ ⁺ ⁺

= + ^g ^m ^m ^g ^L

m s

r g g G r G

NF R

c c g R (3.9)

3.3.3 線性度分析[2]

對無線接收端而言，動態範圍(dynamic range)表現了電路信號處理能力，而線性度就是主要決定因素之一，跟訊號失真程度有關，稱為交互調變失真(Inter-modulation Distortion)，不同頻率信號會有互相調變，若調變後的非線性項落在所要的頻率上，會造成信號的干擾；

而一般以輸入三階交調截點(IIP3)、輸入二階交調截點(IIP2)來決定電路對非本身信號的容忍程度。除了低雜訊放大器存在這問題，混頻器也有非理想效應。針對直接降頻而言，IP2比 IP3更接近直流，對操作頻帶的影響更大。理想上來說，一般使用的雙平衡混頻器都為差動型態，其 IP2應不大；電路模擬時，其 IIP2動輒100dBm 以上，由文獻及實作可知其值沒那麼高，本節將探討混頻器 IIP2成因。

LO-LO+

Vout+

RF+

RF-VDD

out-Y

Common mode to differential conversion

Self mixing 2^nd order distortion

2^nd order distortion

M1 M2

M3 M4 M5 M6

R R

圖(3.5) 混頻器非線性來源示意圖

(1)

自身混頻

(self-mixing)

基本上電流大小以 RF 端決定，但如果非完全轉換(total swing)的狀況下，可能會跟 LO 端有關，而會有 IM2的項出現。

( ) ( )

inter-modulation，而第一項則是直流偏移。另外，利用 DSB-SC 的 IIP2 定義，可以得到：

(2)

切換級非線性

V^LO

p¹(t) t

t t τ_sw

+VL

-VL

p²(t) +1

-1

圖(3.8) 切換級本身非線性示意圖

在 LO 埠打入弦波，其切換級因受斜率影響；在VLO

( )

t ⁼⁰時[圖 (3.8)]，切換級為對稱的，所以p t1

( )

、p t2

( )

在那時刻皆為零，而其他時刻則跟偏壓有關，故即使元件皆為理想還是會有等效二階項。若轉導級為理想，只產生一次項i_RF，輸出電流為下式

( ) ( )

( )

1 = 1 • + 2 • + 3 • +

o RF RF RF

i p t i p t i p t i (3.13)

其中p t 會有二次項的產生。因為2

( )

p t 本身為 LO 的函數，可展開n

( )

π

∞

∑

= ^{n ,k} ^LO k

p sin kf t ，我們只取其LO 一次項。再代回式(3.13)，再以中頻的角度來看會變成下式(3.14)：

( ) ( )

2 3 1

1 1 2 3

1 2

π

= • + • + • +^ = ^{i ,} = ^T

∫

^LO

o IF IF IF i i LO

i b i b i b i b p p t sin f t dt

除非為理想方波下，用弦波操作在理想電路下切換級也會造成二次及

二階共模及差模轉導分別為G2^CM

(

ω ω

1, 2

)

、G2^DIF

(

ω ω

1, 2

)

，如果兩

被升頻到高頻而I_{IM ,CM}₂ 還是個共模信號。跟轉導級一樣，V_t與β會造

考慮等效輸入偏壓(先以方波)對下面電容的充放電[圖(3.10)]，可以得

( )

( ) ( ) ⁽ ⁾

3.4 主動混頻器型態比較[3]

VG+VRF/2

源極看上去的阻抗： ₁ ₂

3.5 實作一：利用次臨界技術低功率低雜訊之 2.4GHz 直接降頻接收機(CMOS 0.18-μm)

3.5.1 研究動機

IEEE 推出一套支援短距離、低功率傳輸個人無線網路協定

(LR-WPAN)，其中應用包括燈光控制、空調控制、火警感測器等，以上應用需要極低功率操作才能長久不用更換電池。本節以低功率及低電流為目的，實作符合相關的接收機。

LO_pLO_n Vctrl

Vref VPVP

VB OUTI_n OUTI_p VDD

RF_in VDD RF_p

VDD VDD

RF_bias

RF_p

VDD VDD

RF_bias Vctrl

Vref VPVP

VB OUTQ_nOUTQ_p VDD OUTI_pOUTI_n OUTI

OUTQ_n OUTQOUTQ_p VB

VB VDD

VDD 170/24k

60/0.18

450/2 25/0.18 40/0.18

0.35p 8/2

600/0.5600/0.5

320/2 10/0.3530/1

40/1 200 4p

400/1

200/2 200/1

圖(3.16) 利用次臨界技術接收機電路圖

3.5.2 可調增益放大器分析

VGA 的實做方式有幾種，可根據不同的增益控制方式和 dB-線性的改變特性來區分，在此先討論現行的 VGA 之架構。

Vin

Vout VDD

Ia Ib

Vin

Vout+

Vout-Vc3 Vc2 Vc1 VDD

Vin Vctrl

VDD

Vout Vout+

Vin

Vout-VDD

Vctrl

(a) (b)

(c) (d)

圖(3.17) 常見可調增益放大器架構大多數的 VGA 會使用如 ¹

x x

e x

≈ +

− 的 pseudo-exponential 函數來表示 dB-線性增益控制的特性。如圖(3.17)-(a)，VGA 的核心電路包含差動放大器和二極體連接的負載。由於輸出端是二極體連接的負載，輸出阻抗會和 1/gm 成正比，也就是和偏壓電流(Ia, Ib)成反比，因此我們可以藉由改變偏壓電流來達到改變增益的效果。不過此電路的操作頻率會受到不同的偏壓電流影響，無法達到固定頻寬的效果。

如圖(3.17)-(b)，這種型態的 VGA，是藉由並聯不同偏壓在三極管區的電晶體，也就是改變不同的負載電阻來達到改變增益的效果。但是這種電路也無法做到固定頻寬。

圖(3.17)-(c)是一種訊號加成的 VGA，具有低雜訊和低失真的優點。而且此種電路可以操作在高頻。但是，大概有 20dB 的不可使用增益控制範圍，在此範為會破壞雜訊的表現，也會破壞可操作的增益範圍。若把這種型態的電路，所有的電晶體從 BJT 換成 MOSFET，

不論是高頻響應，雜訊，增益和增益誤差都不如 BJT 好。

若希望達成高頻寬和高動態範圍，可以使用如圖(3.18) (d)的電路架構。然而，此種電路架構，若是使用電阻做負載，不適合操作在低壓，不然線性度不夠。若想要低功率，低壓操作是個可考量的方式，因此，可使用主動負載來提升輸出的擺幅範圍，而且使用主動負載，電流可以重覆使用，不會有額外的功率消耗。因此，我們選擇使用圖(3.18)-(d)這種電路架構。

3.5.3 電路設計

(1)

低雜訊放大器

VDD

OUT

230fF 0.72nH 7nH

6x60

4x60

3.1nH 1pF

2.7 mA

圖(3.18) 考慮功率消耗之低雜訊放大器電路圖

本實作之低雜訊放大器為上章 2.4GHz 之電路，所以已經量測結果可參考。其實 LNA 整合至系統後，因為負載不再是 50ohm，這會影響輸入的阻抗匹配。圖(3.19)-(a)是上一章實作 LNA 時的量測圖，

使用 50ohm load。現在考慮 LNA 和混頻器相接，以本實作為例，下一級是接到電晶體的閘極，因此輸出負載看過去是大電阻並聯一個電

在文檔中 2.4/5.8-GHz低功率低雜訊CMOS直接降頻接收機 (頁 64-0)

第二章 低雜訊放大器之電路設計

2.7 實作三：雙頻帶雙變壓器型態之低雜訊放大器(CMOS 0.18-µm)

2.8.2 雙閘極技術

第三章

2.4/5.8-GHz 低功率接收機

3.1 前言

3.2 系統架構比較與選擇

3.3 吉柏特混頻器

( )

( )

γ

( ) ( )

(

)

γ α

γ

α

自身混頻

( ) ( )

切換級非線性

( )

( )

( )

( ) ( )

( )

( )

( )

( )

π

∑

( ) ( )

π

∫

(

ω ω

)

(

ω ω

)

( )

( ) ( ) ( )

3.4 主動混頻器型態比較[3]

3.5 實作一：利用次臨界技術低功率低雜訊之 2.4GHz 直接降頻接收機(CMOS 0.18-μm)

低雜訊放大器

第二章低雜訊放大器之電路設計

( ) ( ) ⁽ ⁾