網路遠端監控分散式電信電源供應系統關鍵技術的研製-子計畫五：1-3KW零電壓脈波寬調變電信電源的研製(II)

行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告

子計畫五：1-3KW 零電壓脈波寬調變電信電源的研製(2/2)

計畫類別： 整合型計畫

計畫編號： NSC93-2213-E-011-026-

執行期間： 93 年 08 月 01 日至 94 年 07 月 31 日 執行單位： 國立臺灣科技大學電子工程系

計畫主持人： 謝冠群

報告類型： 完整報告

處理方式： 本計畫涉及專利或其他智慧財產權，1 年後可公開查詢

中 華 民 國 94 年 10 月 25 日

行政院國家科學委員會補助專題研究計畫成果報告

1-3KW 具 並 聯 功 能 之 零 電 壓 脈 波 寬 調 變 轉 換 器 之研製 Research and realization of 1-3KW zero-voltage-switching

pulse-width-modulated power supply for telecommunication system 計畫類別：□ 個別型計畫 „ ^{整合型計畫}

計畫編號： NSC 93-2213-E-011-026

執行期間： 91 年 08 月 01 日 至 94 年 07 月 31 日

計畫主持人：謝冠群 教授 共同主持人：

計畫參與人員：陳宏良、許堡勝、朱正之 顏金福、劉邦祐、郭啟業

成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)： □ 精簡報告 ■完整報告

本成果報告包括以下應繳交之附件：

□赴國外出差或研習心得報告一份

□赴大陸地區出差或研習心得報告一份

█出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份

□國際合作研究計畫國外研究報告書一份

處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、

列管計畫及下列情形者外，得立即公開查詢

□涉及專利或其他智慧財產權，■一年□二年後可公開查 詢

執行單位：國立台灣科技大學電子工程系所

中 華 民 國 94 年 9 月 5 日

中文摘要 英文摘要

第一章 緖論, 4

第二章 全橋零電壓轉換器系統簡介, 6 第三章 功率模組並聯策略, 12

第四章 DC/DC 轉換器電源設計考量, 18 第五章 全橋相移轉換器之控制器, 27 第六章 實驗與量測, 29

第七章 結論, 46 參考文獻, 46

附件一:出席國際學術會議心得報告, 49

附件二:出席國際學術會議發表之論文, 54

中文摘要

本子計畫為期三年，第一年的研究重點在於發展電信電源系統的主電 源轉換器部份。主電源轉換器是以零電壓切換脈波寛度調變(ZVS-PWM)轉 換技術結合全橋轉換器做為電源模組的設計架構。以1KW DC/DC電源模組 作為研製目標，並實際製作一部1KW電源模組裝置系統。第二年的研究重 點在於發展3KW DC/DC電源模組作為研製目標，並實際製作一部3KW電源 模組裝置系統。研製之DC/DC轉換器於重載時輸出效率可達90%以上，且各 項性能要能符合規格需求。第三年的研究重點在於發展以多組3KW DC/DC 電源模組作為並聯研究目標。以最大電流比較法作為並聯技術基本策略。

所研製的電源系統主要規格包含輸入電壓為90-264 V

，輸出電壓可調範圍 為40-60Vdc及輸出電流為0-50A等；全機輸出功率在2KW(V

=40V，I

=50A) 至3KW(V

=60V，I

=50A)之間，其效率可達93%，兩模組並聯輸出分流率 達 ±1%，且各項性能均符合規格需求，可順利和其它子計畫整合。

關鍵字：電信電源系統、直流對直流轉換器、零電壓切換脈波寛度調變

Abstract

This sub-project is designed to proceed in three years. In the first year, a single module of 1KW DC/DC power supply has been finished to be a switching-mode rectifier (SMR) for telecommunication system. The key technology to implement the main power conversion stage with high power density is realized by a phase-shift zero-voltage-switching pulse-width modulation (ZVS-PWM) technique. The conversion stage is built by a full-bridge topology, in which five conversion states are clearly described. In the second year, a single module of 3KW DC/DC SMR has been studied. Systeml performance is quite close to the theoretical predictions.

The objective of the third year project is to develop a parallel strategy for integrating multiple 3KW DC/DC power modules so as to achieve high-power switching–mode rectifier (SMR) for telecommunication system. The primary specification includes input voltage 90-264V

, output voltage 40-60V

and current 0-50A. The efficiency of the DC/DC power module during the output power between 2KW (V

=40V, I

=50A) and 3KW (V

=60V, I

=50A) can reach 93%. The current sharing rate for 2 modules in parallel is within ±1% and all performance is quite close to the specifications. The project achievement exactly meets the integration request.

Keywords：SMR, DC-DC Converter, ZVS-PWM

第一章 緒論

近二十年來，在電信事業的快速發展下，資訊的傳輸已由一般室內電 話進步到人人手機一部的情形﹔尤其，加上電腦網路，使得通訊更行方便。

在未來資訊傳輸的型式，還會有更新的創新。然而，不論電訊資訊傳輸如何 進步，其電信電源的需求則是日新月異不斷進步，以朝高功率、高功率密度 發展為其發展趨勢。國內目前有三家廠商有類似這項產品的研製，不過整體 系統的整合包含集AC/DC主轉換器、監控、充電等系統於一體者則未呈現。

這項研究需求主要針對中小型通信系統機組包含大哥大總機、交換機、光通 信機等系統提出整合型電信電源系統。這項產品在全球佔有很大市場潛力，

是一項值得研究開發的系統。這項系統的技術背景簡述如下:

1）早期的電信電源系統(Switching-mode rectifier, SMR)僅用於電信局的電話 交換機，其製作技術係採用傳統 PWM 轉換技術，基於其結構簡單、成 本低、低導通損失（conduction loss）及控制方法容易的優點，因此行 之有年，仍為產業界樂於採用。由於PWM 轉換技術是採用硬式切換，

EMI產生是一項問題，且元件上電壓、電流的瞬間變化量（dv/dt, di/dt）

很大。另外，當操作頻率提高時，開關晶體上輸出電容所造成的切換損

失（Switching loss）會因頻率增加而呈線性增加，將嚴重降低轉換器的

效率。因此在實用上，只好考慮效率而犧牲操作頻率的提高，此將導致

PWM 轉換器的體積縮小受到限制，影響功率密度的提昇且不適合用在 高功率輸出。

2）諧振式PWM轉換技術帶動了高功率且高功率密度電源模組的發展。此技 術起源於準諧振技術的發展貢獻[1]，準諧振式轉換器是藉原 PWM 的架 構，利用開關元件上的寄生元件及電路上配合的共振元件L及C達到共振 現象。藉此特性以改變開關晶體上的電壓或電流波形以達成軟性切換的 目的。因此，PWM導致的EMI干擾可以改善且可做到零電壓或零電流切 換的目的。如此，可大幅降低開關的切換損失，並可提高操作頻率、縮 小儲能元件的體積，使功率密度得以提昇。但值得注意的是，準諧振技 術結合PWM之優良低導通損失即成為諧振式PWM轉換技術，使得產品 化成為可行，極適合用在各式電信電源系統的研製。

根據上述，可知傳統PWM轉換器固然有其優點，但最大的瓶頸便是操 作頻率無法提高；而共振轉換特性是可以解決這個問題的方法。本計畫的轉 換技術就是結合PWM和準諧振轉換特性以發展零電壓PWM (ZVS-PWM)技 術用於電信電源轉換系統。如此可以達成低成本、控制方法簡單、軟式切換、

低導通及低切換損失，縮小轉換器的体積，提高效率及功率密度等優點。

總計畫主要針對中小型通信系統機組所需的電信電源系統(SMR)發

展核心技術和研製方法。主要目的在於發展新的轉換技術、提出電源模組間

的監控策略及充電技術。本子計畫重點研發主轉換器的控制策略，以零電壓

切換PWM (ZVS-PWM)轉換技術結合全橋轉換器做為電源模組的設計架 構，並配合各子計畫行成電信電源系統整合，兼具有通信協定的監控功能及 不斷電的充電應急系統，此外並協助子計畫研發一套設計EMI濾波器的設計 規範策略以利系統干擾防治。並期望研究成果能為產業界提出較具貢獻的電 信電源系統研製技術及培育研發人才。

電信電源系統的研製不僅對國內產業技術會有貢獻，並有培育研發人 才的意義。此外可能帶來的相關核心技術的相關效應簡述如下:

1) 隨著高容量密度資訊時代的需求，電子產品裝置系統不斷朝輕、薄、短 小的方向發展已成為趨勢。本計畫成果可以取代傳統電信整流式轉換電 源，達到高功率容量、高效率且高功率密度的需求。本計畫的研究主題 正好可迎合資訊工業界的快速發展需求，極具有發展潛力。

2) 傳統PWM之硬式切換造成EMI干擾，不僅會影響產品自身電路的正常 操作，更會影響到周圍其它電子產品。因此，近十年來國內外廠商君投 入大量人力與財力於EMI的研究改善。本計畫所採用的軟式切換即EMI 防治策略，應可達到防治 EMI 的干擾。

3) 目前在大型通信機及交換機領域的電子產品中，大部分仍停滯在使用傳

統的整流電源轉換器。本計畫所提的新型式轉換器是以傳統PWM結合

準諧振技術，達到零電壓切換的目的。同時整體電信電源系統具有同信

協定的監控裝置及充電系統等。因此本計畫成果應極具應用價值。

第二章 全橋零電壓轉換器系統簡介

本計畫所採行電源轉換技術為相移式零電壓 全橋轉換方式，主要在發展 輸出可調型直流/直流電源供應器所需的關鍵技術，並進行主電路及可調電壓電路 的設計與實際製作。為使所設計之零電壓切換共振式輸出可調型直流 /直流轉換器 能提供高穩定度且在廣域的系統條件下仍能提供可調輸出電壓及電流。本計畫將 採用高頻切換調節技術以滿足高功率密度、體積小及重量輕等目的，達到具有低 輸出雜訊線性前置調節電路一樣的優良特性。單一模組零電壓切換式輸出可調型 直流 /直流轉換器之基本架構如圖 1-1 所示。

圖 1 AC/DC 單一高功率電源模組架構圖

全橋相移式零電壓切換脈波寬度轉換器電路如圖 2 所示，其中有四個

主動的功率切換開關（Q

-Q

）形成全橋 H 型橋接架構。在這 H 型迴路中

加入一個諧振電感包含主變壓器漏感 L

的等效諧振電感 L

即行成功率開

關零電壓切換的基本要件。而四個主開關的控制信號如圖 3 所示，其中可

看出兩組驅動信號間明顯地存在著一段盲時域（dead time），此乃用以產生

諧振以達到零電壓切換的關鍵區段，圖中同時畫出了相對應的初級側電流

I

及端電壓 V

。整個轉換過程共有五個狀態包含能量傳送區、第一次諧振

區、線性放電區、第二諧振區和能量轉換區等。

DB

B

COSS,

DC

C

COSS_,

DD

D

COSS,

DA

A

COSS,

QA

QB

QC

QD

D1

D₂

LO

CO

v

LR

N 1 : vin

v

B A

i

圖 2 典型的全橋相移式零電壓切換脈波寬度轉換器電路

0 ^AB t v

QA QB QC QD

ip I5 I3

I1

I2 I4

t1 t2 t3 t4 t5 t6

圖 3 四個主開關的控制信號、初級側電流 I

和端點電壓 V

波形 五種轉換狀態的工作原理分述如下：

(1) 能量傳送區 (t

≦ t<t

)

我們首先由 Q

和 Q

導通區間(t

≦ t<t

)來開始說明電路的動作理，在此 區間二次側的輸出整流二極體 D1 導通而 D2 截止，此時能量經由變壓器初 級側將能量傳至次級側對輸出電感 L

充電，因此將此區間定義為能量傳送 區間。

(2) 第一次諧振區 (t

≦ t<t

)

在 t=t

時， Q

截止，初級側電流 I

停止上升，電感的電流須保持連續性，

故 L

上的電流繼續往同一方向流動，此時這股電流對 Coss,

充電，對 Coss,

放電，直到 Coss,

兩端電壓充到 V

， Coss,

兩端電壓放電到 0，Q

才導通，

此時 t=t

，這時可看作等效諧振電感 L

=L

+L

/N

。與等效諧振電容 Cr 諧振，

其中的 C

=C

是由 Coss,

、Coss,

和 C

所組成。

(3) 線性放電區 (t

≦ t<t

)

當 Q

的 V

降為零之後(t=t

)，Q

才正式導通，故為零電壓切換導通，

可減少切換損失。此時 AB 點由於 Q

和 Q

導通而接地，L

持續以線性將 能量經由變壓器釋放到二次側。

(4) 第二諧振區 (t

≦ t<t

)

第二諧振狀態開始於 Q

截止，此時 i

(t)電流便對 Coss,

充電而對 Coss,

放電，當 t=t

時，Coss,

充電到 V

而 Coss,

放電到零，接著 Q

的本體二 極體 D

導通而完成諧振並使 Q

得在零電壓切換。在這段區間，由於初級 側的電流 i

(t)不足以提供二次側所需的能量，故變壓器處於飛輪

(free-wheeling)狀態，變壓器初級側猶如短路效應，此時可看作等效諧振電 感 L

=L

與等效電容 C

諧振，其中 C

=C

是由 Coss,

、 Coss,

和 C

所組 成。

(5) 能量轉換區 (t

≦t<t

)

在 t=t

， D

導通之後， Q

得以導通，此時 Q

的切換便為零電壓切換。

在 t

~t

這段區間，L

兩端的電壓固定為 V

，i

(t)呈線性減少，直到初級側

電流的絕對值大於等於二次側輸出電感反射回來的電流，變壓器才恢復傳

遞能量的功能，而進入另半週的能量傳送區間。

第三章 功率模組並聯策略 3.1 系統並聯架構

1. 中央式電源系統(Central Power System)

一般傳統的電源系統都採用中央式電源系統，電源供應系統集中在電 子設備的某一處，經由市電電源供應電源給系統。中央式電源供應系統的 優點是其散熱問題集中處理，較容易解決；且對一般的系統設計者而言較 不需電源方面的處理經驗，即可使用，但其缺點為:(1) 當所需的電源功率 越大時，其所用元件的額定值越大，其設計有所限制，(2)客戶所需的規格 變更，則所有設計均需重新更改，秏費時日，及(3)可靠度較差，維修困難。

2. 分散式電源系統(Distributed Power System)

分散式電源系統如圖 4 是以並聯架構行成電源供輸系統，將電子設備 所需的電源容量分散，放在需要應用電源的系統元件附近，可以獲得以下 的優點：

(1) 標準化的模組設計，因為分散式電源系統適合模組化分配，當輸出功 率要求增加時，可直接並聯外加 N+1 組模組，對於使用者也較為方 便。

(2) 容易修改維修，對於設計者修改維修可直接拆裝即可維修，系統能可 維持運作，因此可維修性較高，而給使用者的供應電源系統也不會中 斷，則可降低客戶成本。

(3) 分散式電源系統模組設計是屬於備用式（Redundancy），為最高靠度

的應用，包含主要的中央處理器、航空和軍用等，皆使用分散式電源

系統，因為它是可提高功率密度、效率及所佔空間較小的並聯系統架

構。

圖 4 分散式電源系統模組架構

3.2 並聯分流技術

分流技術的種類及方法

一般而言電流分流的技術大致可歸類成下列兩類：

(a)調整轉換器的輸出阻抗以達成分流的目的；一些電壓下陷法就是屬於 此類方式，此類方式屬於開回路分流控制，是較低成本的方式。

(b)修正電壓回授誤差信號；一般主僕式控制與電流平衡控制都是屬於這 一類，這一類是藉著一共同分流匯流排(Current share bus)比較以獲得一 個注入與需求之輸出電流成比例的信號到電壓回路中來增加電壓回路 誤差信號，迫使工作周期增加也就成比例的增加輸出電流來達到分流的 目的。

以下則分別就此二類之控制列舉幾個方法來加以說明：

1) 電壓下陷分流法

電壓下陷分流法是所有並聯方法中最簡單的一種，其原理就是當負載 電流 I

增加時將成比例的下陷輸出電壓，使得在並聯操作時，分流較多之 轉換器下陷較多的輸出電壓，而減少輸出電流來達成並聯平均分流的目 的。接下來我們概略判紹電壓下陷分流法並聯的方法，並說明其應用及最 重要之特徵及影響。

電阻感測電流修正法它是屬於一種開迴路技術，由調整功率級的輸出

阻抗來達到負載分流的目的。本法在低電流時其分流效果較差，但在大電

流時則稍有改善，但是功率級間仍有電流不平衡的現象。如圖 5 所示，當

其中一個功率級的電流增加，則回授電壓將下降，使得其它的功率級 提供 更多的電流。本法的缺點是由整率較低，各模組間須相互消長才得到較佳 之電流分流，而且不同功率額度之並聯模組間較難達到電流分流。

轉換器

E/A

R

V

R

R

R

V

圖 5 電阻感測電流修正法

一般而言此類的方法在輕載輸出時其分流誤差較大，重載時則較有改 善，另外此法有一個很大的缺點就是輸出電壓的負載調節率很差，而且在 製造時轉換器的特性不能差距太大以免影響穩定度。

2) 修正電壓回授誤差信號分流法

圖 6 所示的為平均電流分流控制法(Automatic current Sharing- Average current method)，可看出各模組間連接了一個電流分流匯流排(Current share bus)，此匯流排上的參考信號 V

在圖 5-7 中為各模組輸出電流檢測信號 V

的平均值，即

N V ...

V

V

= V

+

+ +

；且平均電流分流控制法本法不須

外加控制器，主要利用每一個模組的電流感測放大器(Current Sense Amp)經

由一個電阻驅動共同的分流匯流排，經由差動調整放大器(Adjustment

Amplifier)在分流匯流排及各模組電流間比較電流信號，當調整放大器測到

電阻上有電位差，表示負載電流不平衡，藉此調整差動放大器之參考值信

號直到負載電流分佈相同為止，而連接所有電阻點的電壓可等效為各模組

輸出電流之平均值。當這種結構執行精確的電流分配時，會造成一個明顯

的問題，例如，當其中一個模組達到限電流保護而關閉，私造成其他模組

因誤動作而關機，當分流匯流排短路或匯流排上任一模組不動作時也會造 成同樣的問題。

DC/DC 轉換器 功率級

H

∑

K

補償

負 載 V

I

V

V

差動調整 放大器 誤差

PWM 放大器 比較器

電流 感測放大器

V

電流分流匯流排 (current share bus)

V

V

R

其 它 模 組

圖6 平均電流控制法

自動型最高電流分流控制法 (Automatic current sharing-Highest current method )，圖7所示之自電流分配得技術乃是以最高電流的模組與其他模組 的電流比較，然後調整參考電壓來修正負載電流的不平衡，這種技術與平 均電流法類似，只是將電阻以二極體取代且只允許一個模組在分流匯流排 上傳達訊息，這種方法利用該二極體在主模組分配負載電流時。在圖(6)中

則為各模組輸出電流檢測信號 V

的最大值，即 ，

利用此參考信號 V

) V ,..., V , V ( Max

V

=

sbus

與本身模組的輸出電流檢測信號 V

作差動或誤差放

大得到電流誤差的調整信號 V

，將調整信號 V

加入電壓回路誤差放大器的

正端以調整誤差放大器的參考電壓 V

來調整模組的工作周期以修正模組

的輸出電流達到各模組平均分流輸出的目的，所以若僕模組發生誤差信

號，則也能產生相當好的電流分流效果。並將二極體改用單向緩衝器以降

低主模組之誤差，不動作或容量不足的模組將不會影響分流的動作，若分

流匯流排短路時，將會把用來作負載分流之調整電路禁能，使得該模組成

為單機操作。

V

DC/DC

轉換器 功率級

H

∑

K

補償

負 載 V

I

V

V

差動調整 放大器 誤差

PWM 放大器 比較器

電流 感測放大器

V

V

其 它 模 組

電流分流匯流排 (current share bus)

圖7 自動型最高電流分流控制

如圖8中所示，兩台並聯模組的控制部分，其中包括了誤差放大器、主電路 功率級，電流感測放大器，及參考電壓調整放大器。誤差放大器的作用，

是將輸出電壓的信號取回來與調整後的參考電壓比較，產生誤差信號，以

改變工作週期的大小，進而改變輸出功率的大小。電流感測放大器是將出

電流取樣回來轉成電壓的部份，而電流的大小與轉換後的電壓大小成正

比。差動調整放大器的作用是將電流偵測器產生的電壓反映到參考電壓

中，使實際的參考電壓改變而改變誤差放大器的輸出，而改變輸出率的大

小，便改變了分擔電流的能力，而達到平均分配電流的目的。

電流分流匯流排 (current share bus)

負 戴 DC/DC

轉換器 功率級

V_o Io

差動調整 放大器 放大器

電流 感測放大器

模組一(Master)

R_SENSE

補償

誤差

K

10V

相移控制

電路 2.5V

UC3879

DC/DC 轉換器 功率級

V_o Io

差動調整 放大器 放大器

電流 感測放大器

Vc2

模組二(Slave)

R_SENSE

補償

誤差

K

15V

相移控制

電路 2.5V

UC3879

Vsbus

V

V

V

V

V

V

切換 二極體 isolated

& drive isolated

& drive

(Q

~Q

)

(QA~QD)

Vsbus

Vc1

圖 8 主僕式分流控制法

第四章 DC/DC 轉換器電源設計考量

4.1 規格參數的制訂

規格參數如輸出電壓漣波 ∆V

，效率 η..等，在開發的要求規格中應該會 加以明訂，但若沒有特別明訂就必須由設計者來加以制定，本計畫之單一模 組轉換器的規格參數訂定如下：

 





 







≈

∆

≅

∆

≅

∆

±

±

≅

∆

≈

8 . 0

~ 6 . 0

,....) 5

. 0

~ 2 . 0

2 . 0

~ 1 . 0

% 1 . 0

~

% 02 . 0 9 . 0

~ 8 . 0

max , ,

max ,

max , max

,

eff

O C

O

O L

O O

D

I I

I I

V V

O

η

(4-1)

其中 ∆V

：最大輸出電壓漣波

∆I

：輸出濾波電感電流漣波

I

：落後側發生 ZVS 的臨界輸出電流 D

：有效工作周期

4.2 切換功率晶體的選用

對於全橋式零電壓切換轉換器切換功率晶體的選擇除了考慮其額定 的電壓與電流之外，另一個必須考量取捨的地方為寄生電容與導通電阻

R

。基本上選擇導通電阻愈小愈好，以減少晶體的導通損失，因為每個

切換晶體的導通損失

2

in o

c

R

V p 2

P 1  

 



≅ 

η

，但導通電阻 R

愈小，寄生電

容 C

愈大。根據(4-14)式可知欲於相同負載電流發生零電壓切換的條件

下，則需要較大的諧振電感 L

，而較大的諧振電感需要較久的初級電流轉

向時間 t

，如此增加了諧振電感的體積與鐵心損失（Core loss），同時限 制最大切換頻率，以致無法發揮零電壓切換的優勢（切換頻率可大幅提高，

縮小體積等） 。因此切換晶體的選擇要在兩者之間取得一平衡點，通常在允 許的導通損失之下，採用寄生電容愈小的切換晶體愈好。

4.3 主變壓器設計考量 1. 變壓器鐵心的選用

在全橋式零電壓切換轉換器中，變壓器的主要功能是用來降壓及傳遞 能量，不需要有儲能的作用，鐵心可選用高導磁係數的材料，以減少所需 的磁化電流。而鐵心的飽和磁通密度（Saturation flux density）要儘可能的 高，以獲得更大的磁通操作空間。

2. 決定鐵心大小

本文以EE型鐵心作為分析，其機械結構如圖9所示，圖9(a)為EE型鐵心 示意圖，其中斜線部分為鐵心的有效磁通面積A

；圖9(b)為EE型鐵心繞線 架（Bobbin）示意圖，其中斜線部分為繞線架的有效繞線面積A

。

Ae

(a) (b) 圖9 EE型變壓器結構

由輸出功率P

、輸出電流 Ｉ

_、效率 η ^{、有效導通週期D}

為出發點。

av in in

o

P V I

P = η = η ×

eff rms

in

I D

η V

= (4-2)

其中

cma ptcm

rms

d

I = A (4-3)

根據法拉第定理

eff e s p e

p in

p

D

B A f N T

A B N V V

8

8

4

10

10

−

−

=

∆

= ∆

= (4-4)

其中 ∆ B = 2 B

和

s s eff

eff

2 f

D 2 D T

T = =

∆

結合式(4-2)、式(4-3)、式(4-4)並考量繞線架可繞線面積(考量隔離膠布、

繞線不密等人為因素)、通常取有效面積的40%，其中一次側、二次側各佔 20%，則可計算出選用的變壓器鐵心的有效磁通面積A

與繞線架有效繞線面 積A

乘積如下：

s

η

max

633 f B

D d A P

A

≥

(4-5)

其中

P

輸入功率(W) η 效率(%)

P

輸出功率(W) V

輸入整流電壓(V)

I

輸入平均電流(A)

I

輸入均方根電流(A)

A

一次側導線截面積(C.M.)

D

開關導通工作週期

A

繞線架有效繞線面積( cm

)

N

一次側繞線圈數

A

鐵心有效磁通面積( cm

)

f

開關切換頻率(Hz)

B

最大磁通密度(Gauss,通常選為Bsat的一半)

對高頻交換式電源而言電流密度通常取 dcma=300~500 Cir-mils/A，在設 計變壓器時，經驗值通常取400 Cir-mils/A，但若考慮補滿繞線架時，其值 可適當調整。

3. 由輸入電流平均值 Ｉ

、效率 η 、輸出功率 P

、有效導通週期 D

、來決 定一次側線徑大小

η η

η

×

×

=

×

×

=

×

=

eff rms p in av

in in o

D I

V I

V P P

) (

(4-6) 所以

( )

eff in

o rms

p

V D

I P

= η (4-7)

因為 d

=300~500 Cir-mils/A，所以一次側線徑為

cma eff in

ptcm o

d

D V

A = P ×

η (4-8)

同理由輸出電流（ I

）可二次側線徑大小

(rms) cma o eff cma s

stcm

I d I D d

A = × = × (4-9)

其中V

：輸入整流後之電壓 A

：一次側線徑大小

A

：二次側線徑大小

4. 一、二次側繞線圈數 利用法拉第定理

dB A

10 2 D

V T N

e

8 eff s in

p

×

×

×

= × (4-10)

若dB的變量為2B

，則

s e

8 eff in

p

A 4 B f

10 D N V

×

×

×

= ×

max

(4-11) 再利用圈數比N求得二次側繞線圈數

s p

f o

eff in

N N V V

D

N V =

+

= ×

即

( )

eff in

f o p

s

V D

V V N N

× +

= × (4-12)

其中N

：二次側繞線圈數 V

：輸出電壓

V

：輸出整流二極體的順向壓降

再以鐵心製造廠商所提供的資料手冊中查出磁通密度（Flux density）

v.s.鐵心損（Core loss）對頻率的曲線，計算出鐵心損，以決定適當的材質。

4.4 諧振電感的設計與選擇

諧振電感最主要的功能是儲存能量以達成 ZVS 切換的目的，因為諧振 頻率可能為開關頻率的十倍以上，所以在鐵心材料的選擇上以穩定度高與 功率消耗低為主要考量，一般以 MPP 鐵心或 RF 鐵心是較佳的選擇。

因為第一次諧振以達成領先側開關(Q

及 Q

) ZVS 的能量除了儲存在 諧振電感 上的能量外還有二次側輸出電感 反射回來的能量，而第二次 諧振的能量只利用儲存在諧振電感 上的能量，所以諧振電感的選擇主要 是針對為達成落後側開關(Q

L

L

R

2

L

A

及 Q

)的 ZVS 切換為考量，一般諧振電感的選 擇需滿足下面的條件：

L I

> C V

(4-13)

或

2 2 ,

2 c p

in r

R

I

V

L > C (4-14)

4.5 輸出整流濾波電路設計

全橋轉換器的輸出整流濾波電路是由 D

，D

組成的全波整流電路與輸 出電感 L

、輸出電容 C

組成的二階的低通濾波電路所構成，如圖 10 所示。

其各部份設計說明如下：

L_O

C_O N_S

N_S

D₂

負 載

D₁

V_O

V_P

圖 10 輸出整流濾波電路 1. 整流二極體 D

和 D

的選用

為減小整流二極體 D

和 D

功率的損失，選擇低順向導通電壓 V

及短 的反向恢復時間 t

是為重要考量，一般選用蕭特基二級體或超快速二極體 為佳。一般二極體所能承受的逆向電壓需考量超越電壓及安全容量，一般 約為 30%，因此其所能承受的最大逆向電壓可求得為

D V V V V

eff F O

BR

3 . 2 (

+ )

≥ (4-15)

所能承受的最大順向電流

D A I

I

) ( 2

3 .

1

≥ (4-16)

2. 輸出電感器設計

輸出電感為一扼流圈(Choke)，與輸出電容組成一個二階的低通濾波 器，用以穩定連續的輸出電流與輸出電壓，因為要儲存能量於電感鐵心內，

所以電感鐵心的選擇以低導磁係數(125u 以下)，高飽合磁通密度(3000 高斯 以上)的材料為佳，如 MPP 鐵心，Cool-µ鐵心；由於工作在高頻，為降低漏 磁的產生，形狀以圓形鐵心為佳。

0

I

I

V

0

2 Ts

V

≈

0

0

V

V

圖 11 輸出濾波電感、電容上的電壓、電流

電感器的電流輸出波形如圖 11 所示，在開關導通期，對電感器充電，

電感電流上升；在開關關閉期，電感器放電，電感電流下降，由圖中我們 可以推導出

) 1

(

2

(min) (min)

p o

s Lo o

off Lo o

o

N V

f L I

T L I

V

−

×

× ∆

=

× ∆

=

(4-17)

因此我們可設計所需之最小輸出電感器如下：

 

 





 

 





∆

−

∆

−

=

Lo s

s in

P o o

Lo s

s in

P o o

o

f I

N V

N V V

I f

N V

N V V

L 2

) 1

( 2 ,

) 1

( max

max , max

, min

, min

,

(min)

(4-18)

3. 輸出電容器設計

輸出電容是用來儲能以維持輸出電壓的穩定及連續性。而此電容的等 效串聯電阻會直接影響輸出電壓漣波的大小，所以輸出電容要選用等效串 聯電阻(ESR)較小的電容。但一般高容量的電容如鉭質或電解質，其等效串 聯電阻仍較大。而等效串聯電阻較低者，如陶質電容、金屬化聚丙烯膜電 容其電容量確太低無法滿足。因此輸出電容可利用兩種電容並聯，以獲得 高電容低等效串聯電阻的組合。

輸出電容器電流、電壓（不考慮等效串聯電阻時） ，在能量傳送期間，

輸出電感電流增加，當輸出電感電流 I

大於輸出電流 I

，相當於對電容器 C

充電；在其餘的四個狀態，輸出電感電流下降，當輸出電感電流小於輸出 電流，輸出濾波電容放電，其目的主要用來儲能，以保持輸出電壓的穩定。

假設電容輸出電流為線性則在此期間平均電流為

o

o L

L

I

I × = ∆

∆ 4

1 2 1 2

1 (4-19)

ESR s

min out

o

I R

4 I T 4 1 C

V = 1 ∆ + ∆ ×

∆ (

)( )

) (

(4-20)

則 65 10 )

) 6 (

( 1

) (

×

∆ +

= ∆

s L

min

out

1 f

I

V

C (4-21)

其中

Lo

∆ I 輸出電流漣波

V

∆ 輸出電壓漣波

R

電 容 等 效 串 聯 電 阻 係 數 ， 以 電 解 質 電 容 而 言 ， 其 值 通 常 介 於

50×10

/C 至 80×10

/C 之間，故選用 65×10

/C。

第五章 全橋相移轉換器之控制器 5.1 UC3879 控制器簡介

控 制 器 UC3879 適 用 於 全 橋 相 移 式 轉 換 器 ， 有 4 個 輸 出 信 號 OUT

~OUT

提供功率晶體切換開關使用，內建之延遲開關電路是為零電壓 切換而設計，可從外部加一電阻來改變所需之諧振時間，使全橋相移式轉 換器切換損失降低，功率晶體之溫度亦降低。其回授方式分為電壓和電流 回授兩種，若採用電流模式，將 pin4 串接一電路接地即可。如圖 12 為 UC3879 全橋轉換控制器之方塊圖。

圖 12 UC3879 全橋轉換控制器之方塊圖

5.2 UC3879控制器各腳位之功能簡述：

接腳(Vref)：由控制器內產生一標準電壓5V，用以提供控制器內各參考電壓 之準位。

接腳(comp)：電壓誤差放大器之輸出端。

接腳(EA-)：電壓誤差放大器之反向輸入端。

接腳(CS)：電流誤差放大器之非反向輸入端，若控制器操作於電壓回授模 式，將該腳位串接一電阻後接地即可。

接腳5、15(DELSETC-D、DELSET A-B)：

藉由延遲電路改變所須之諧振時間，所串接之電阻越大，延遲 時間越長。

接腳6(SS)：緩啟動設定端，為避免瞬間啟動造成過大的電流而破壞電路，

外接一充電電容用以設定緩啟動時間。

接腳7、8、12、13(OUTA~OUTD)：4個功率晶體切換開關控制信號。

接腳9(Vc)：輸出級驅動電路之電源。

接腳10(Vin)：控制器邏輯電路之電源，一般使用時將 Vc 及 Vin 短接。

接腳11、20(PGnd、GND)：接地端。

接腳14、18(Ct、Rt)：開關切換頻率之設定端。

接腳16(UVSEL)：將此端點接至 Vin 時，啟動電壓為10.75V，關閉電壓為 9.25V；若浮接時，啟動電壓為15.75V，關閉電壓為9.25V。

接腳17(SYNC)：可由外部輸入振盪頻率，而並非由內部產生。若使用內部

振盪頻率，將該端串接一電阻後接地即可。

接腳19(RAMP)：PWM 比較器之輸入端，操作於電壓回授模式時將該點接

至 pin14(Ct)；操作於電流回授模式時將該點接至 pin4(CS)。

第六章 實驗與量測

第一年本計畫實際製作一部 1KW 之相移式全橋 ZVS 直流對直流轉換 器，設計完成規格如下：

1. 輸入電壓：380 V（PFC 輸出電壓）

2. 輸出電壓：40-60V 3. 切換頻率：110 KHz

4. 高頻切換閞關：使用 FS22SM-22 5. 功率變壓器使用 EE55 PC40 CORE 6. 諧振電感 Lr：18 uH

7. 輸出電感 Lo：20 uH

8. 輸出電容 Co：3000 uF/80V

第二和三年本計畫實際製作單一模組 3KW 之相移式全橋 ZVS 直流對直流 轉換器，及其並聯技術，設計完成規格如下：

1. 輸入電壓：380 V（PFC 輸出電壓）

2. 輸出電壓：40-60V 3. 切換頻率：110 KHz

4. 高頻切換閞關：使用 FS22SM-22

5. 功率變壓器使用 EE55 PC40 CORE

6. 諧振電感 L

：18 uH

7. 輸出電感 L

：20 uH

8. 輸出電容 C

：3000 uF/80V 9. 並聯採主僕式最大電流分流法 6.1 DC/DC 轉換器量測波形

第一年 1KW 單一模組 SMR 的實測波形

(1) 工作條件:領先側在(Vo=54V/Io=1.7A)時，達到零電壓 領先側 High side MOSFET：

V DS

V GS

(a)MOSFET Q5 (b)MOSFET Q6

領先側 Low side MOSFET：

(c)MOSFET Q7 (d)MOSFET Q8

圖 13 V

(CH4)：100V/div V

(CH1)：5V/div V

=385V，V

=15V (2)工作條件:落後側在(Vo=54V/Io=10A)時，達到零電壓

落後側 High side MOSFET：

(a)MOSFET Q1 (b)MOSFET Q2

落後側 Low side MOSFET：

(c)MOSFET Q3 (d)MOSFET Q4

V

(CH4)：100V/div V

(CH1)：5V/div V

=385V，V

=15V

圖 14

(3)工作條件: Vo=54V，Io=30A V

、I

之波形

V AB Ip

圖 6-3 V

：150V/div Ip：10A/div

(4)工作條件: Vo=54V，Io=40A V

、I

之波形

V AB

Ip

圖 15 V

：150V/div Ip：10A/div

6.2 特性分析

(1)PFC 量測之數據

工作條件：V

＝265V

I in P in PF A_ TH D

A 1 A 3 A 5 A 7 A 9 V o I o P o η

A (rms) W [%] A (rms) % % % % V (dc) A (dc) W %

1.46 181 0.963 16.39 732m 7.96 3.785 1.139 3.51 414.6 421m 171.9 94.9

2.296 604 0.989 9.92 2.276 5.409 2.232 0.875 1.341 406.6 1.42 577.8 95.7

4.34 1.14K 0.989 14.19 4.249 12.57 1.171 1.419 3.547 399.2 2.712 1.08K 95.1

5.49 1.45K 0.992 10.56 5.41 8.99 3.74 0.557 1.879 395.9 3.48 1.38K 95.2 工作條件：Vin＝220V

I in P in PF A_ TH D

A 1 A 3 A 5 A 7 A 9 V o I o P o η

A (rms) W [%] A (rms) % % % % V (dc) A (dc) W %

1.17 188 0.975 17.76 1.15 9.917 7.947 4.925 1.187 413.8 419m 173.3 92.1 2.786 611 0.993 7.466 2.77 5.147 1.553 1.066 1.204 407.3 1.424 580.4 94.9 5.26 1.15K 0.995 8.59 5.185 7.67 1.768 0.737 1.916 400.5 2.724 1.09K 94.8 6.648 1.445K 0.996 6.87 6.57 5.58 3.13 1.38 0.011 396.1 3.483 1.379K 94.8

工作條件：Vin＝150 I in P in PF A_ TH

D

A 1 A 3 A 5 A 7 A 9 V o I o P o η

A (rms) W [%] A (rms) % % % % V (dc) A (dc) W %

1.276 190.19 0.992 9.779 1.259 3.041 4.875 0.628 1.749 411.7 417m 172.44 90.7 4.2 627 0.994 8.845 4.156 3.87 0.621 0.163 0.477 408.7 1.43 584.3 93.2 7.87 1.175K 0.998 4.68 7.79 2.82 2.7 1.57 1.3 400.1 2.712 1.084K 92.3 10.08 1.495K 0.998 4.64 9.97 3.19 2.42 1.719 1.219 396.3 3.481 1.379K 92.2

工作條件：Vin＝90V I in P in PF A_ TH

D

A 1 A 3 A 5 A 7 A 9 V o I o P o η

A (rms) W [%] A (rms) % % % % V (dc) A (dc) W %

2.232 197.16 0.98 19.8 2.175 17.26 4.774 3.681 3.316 412.0 416m 171.44 88.4

7.439 663.1 0.998 5.595 7.43 4.638 0.738 0.557 0.612 409.3 1.43 586. 91.0

14.35 1.269K 0.999 4.045 14.41 3.35 1.28 1.001 0.278 400.1 2.713 1.085K 89.6

18.73 1.63K 0.999 2.19 18.65 1.35 0.73 0.55 0.012 395.5 3.478 1.376K 84.4

(2)DC/DC 量測之效率

DC/DC 效率最高可達 92%，如圖 16

75.00 80.00 85.00 90.00 95.00

3 6 9 12 15 18 21 24 27 30 33 36 39 40

η (54V) η (48V)

1 表一

Pin (W) Io (A) η (%)

196 3 82.60

361 6 89.77

534 9 91.08

702 12 92.34

879 15 92.14

1053 18 92.22

1240 21 91.45

1421 24 91.20

1609 27 90.61

1798 30 90.10

1983 33 89.86

2182 36 89.10

2374 39 88.71

2440 40 88.52

Pin (W) Io (A) η (%)

177 3 81.55

323 6 89.08

476 9 90.77

633 12 90.98

790 15 91.14

950 18 90.93

1110 21 90.81

1277 24 90.21

1444 27 89.75

1619 30 88.94

1790 33 88.49

1966 36 87.89

2148 39 87.15

2214 40 86.72

(a)V = 390V；Vo = 54V (b)V = 390V；Vo = 48V

第二的 PFC 部份已完成 1.4KW 的輸出功率，DC/DC 部份，使用高功 率變壓器製作，輸出功率已達到 2KW，第三年提出 3KW AC/DC 高功率電 源模組的實作成果。實測結果如下：

(1) 一般狀態，在未達零電壓時功率元件之 V

及 V

波形狀態。

V DS

V GS

圖 17 V

(CH4)：100V/div V

(CH1)：5V/div (2)領先側達到零電壓狀態的情形：

2.1 輸出電壓 48V：領先側在(Vo=48V/Io=3A)達到零電壓切換之 V

和 V

V DS

V GS

圖 18 V

(CH2)：100V/div V

(CH1)：10V/div

2.2 輸出電壓 48V：領先側在(Vo=48V/Io=10A)達到零電壓切換之 V

和 V

V DS V GS

圖 19 V

(CH2)：100V/div V

(CH1)：10V/div

2.3 輸出電壓 48V：領先側在(Vo=48V/Io=20A)達到零電壓切換之 V

和 V

V DS V GS

圖 20 V

(CH2)：100V/div V

(CH1)：10V/div

(3)落後側達到零電壓狀態的情形：

3.1 輸出電壓 48V：落後側在(Vo=48V/Io=3A)未達零電壓切換之 V

和 V

V DS V GS

圖 21 V

(CH2)：100V/div V

(CH1)：10V/div

3.2 輸出電壓 48V：落後側在(Vo=48V/Io=10A)達到零電壓切換之 V

和 V

V DS V GS

圖 22 V

(CH2)：100V/div V

(CH1)：10V/div

3.3 輸出電壓 48V：落後側在(Vo=48V/Io=20A)達到零電壓切換之 V

和 V

V DS V GS

圖 23 V

(CH2)：100V/div V

(CH1)：10V/div

(4)典型輸出(60V、48V、40V)在 Io=22A 時各式波形比較如下：

4.1 Vo=60V/Io=20A 之 Ip、V

、V

波形

Ip

V S

V AB

圖 24 I

(CH1)：5A/div V

(CH2)：10V/div V

(CH3)：10V/div

4.2 Vo=48V/Io=20A 之 Ip、V

、V

波形

V S

V AB

Ip

圖 25 I

(CH1)：5A/div V

(CH2)：10V/div V

(CH3)：10V/div

4.3 Vo=40V/Io=20A 之 Ip、V

、V

波形

V S

V AB

Ip

圖 26 I

(CH1)：5A/div V

(CH2)：10V/div V

(CH3)：10V/div

(5)DC/DC 效率之量測結果：

表二 DC/DC 輸出電壓 40V 效率表 輸出電壓 40V

Vin Iin Vout Iout Pin Pout 效率(%) 390 0.63 40.08 5 245.7 200.4 81.56%

390 1.15 40.08 10 448.5 400.8 89.36%

390 1.69 40.08 15 659.1 601.2 91.22%

390 2.26 40.08 20 881.4 801.6 90.95%

表三 DC/DC 輸出電壓 60V 效率表 輸出電壓 60V

Vin Iin Vout Iout Pin Pout 效率(%) 390 0.88 60.06 5 343.20 300.30 87.50%

390 1.69 59.89 10 659.10 598.90 90.87%

390 2.47 59.86 15 963.30 897.90 93.21%

390 3.29 59.86 20 1283.10 1197.20 93.31%

第三年本計畫所提 SMR 之並聯策略，實驗結果如下：

單一 DC/DC 模組效率之量測結果：

表四 DC/DC 輸出電壓 40V 效率表 輸出電壓 40V

Vin Iin Vout Iout Pin Pout 效率(%) 390 1.15 40.08 10 448.5 400.8 89.36%

390 2.26 40.08 20 881.4 801.6 90.95%

390 4.00 40.08 35 1560.0 1402.8 89.92%

390 5.84 40.15 50 2277.6 2007.5 88.14%

表五 DC/DC 輸出電壓 54V 效率表 輸出電壓 54V

Vin Iin Vout Iout Pin Pout 效率(%) 390 1.52 53.65 10 592.8 536.5 90.50%

390 2.97 53.67 20 1158.3 1073.4 92.67%

390 5.25 53.70 35 2047.5 1879.5 91.79%

390 7.61 53.76 50 2967.9 2688.0 90.57%

表六 DC/DC 輸出電壓 60V 效率表 輸出電壓 60V

Vin Iin Vout Iout Pin Pout 效率(%) 390 1.69 59.89 10 659.10 598.90 90.87%

390 3.29 59.86 20 1283.10 1197.20 93.31%

390 5.81 59.78 35 2265.90 2092.30 92.34%

390 8.42 59.90 50 3283.80 2995.00 91.21%

75.00%

80.00%

85.00%

90.00%

95.00%

5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

40V 54V 60V

圖 27 功率模組效率分布圖

(a) (b)

圖 28 (a) 3KWPFC 實體圖 (b) 3KW DC/DC 主轉換器實體圖

Vo=50V,二台並聯分流誤差百分比

-10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10

0 5 10 15 20 25 30 35 40

輸出總電流(A)

分流誤差率(%)

Err1[%]

Err2[%]

圖29 並聯操作之分流誤差百分比

第七章 結論

本子計畫第一年完成 1KW DC/DC 高功率電信電源模組之核心技術研 究，零電壓切換直流對直流轉換器的輸入電壓為 360-400 VDC，輸出電壓 可調範圍為 40-60 VDC 及輸出電流為 0-20A。

本子計畫第二依計畫完成 3KW DC/DC 高功率電信電源模組之核心技 術研究，文中所提之功率因述修正器可適用於世界電源 90~265Vac 及頻率 為 47~65Hz 之交流輸入電源。零電壓切換共振式輸出可調型直流對直流轉 換器的輸入電壓為 360-400 V

，輸出電壓可調範圍為 40-60 V

及輸出電 流為 0-50A。轉換器的主要架構採相移式全橋零電壓轉換技術，可以減少開 關切換損失問題，並有效提升直流/直流轉換器的效率。第三年進行多模組 並聯整合以提升輸出功率，並聯技術採最大電流分流法，模組分流率可及

±1%。本研製之 DC/DC 轉換器的實驗製作及實物量測結果完全符合預期成 果，並可順利和其他相關子計畫整合。

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附件一： 出席國際學術會議心得報告

出席國際會議報告

會議名稱： 2004年國際科技發展學會電路、信號、系統國際會議

(The IASTED International Conference on Circuits, Signals, and Systems, CSS 2004)

會議時間： 93年11月28日至12月1日

會議地點： 美國佛羅里達州Clearwater

補助編號 : 國科會 NSC 93-2213-E-011-081

出席人：

謝冠群教授 電子工程系

國立台灣科技大學

中華民國九十三年十二月八日