中 華 大 學

中 華 大 學 碩 士 論 文

2.4GHz 無線定址燈光控制系統 2.4GHz Wireless Addressable

Lighting Control System

系 所 別：電機工程學系碩士班

學號姓名：M09701002 鄭權祐

指導教授：王志湖 博士

i

摘要

全球氣候暖化，綠色智慧型建築將是未來的趨勢，如何使得老舊建築智慧化達到 有效的節能將是本研究的主旨。

本研究在於使用 2.4GHz 無線傳輸來控制照明設備，改善佈線複雜和傳統紅外線 具有方向性和遮蔽性的問題，所有資訊皆可透過 TCP/IP 傳送至電腦，使得產品模組 化成遙控器或是 e 化成遠端控制器，並且透過電腦的有效定址燈光控制，達到節能的 目的。電源供應部分使用 Switching Power，透過高效率的轉換也可達到節能的效果。

關鍵字：2.4GHz 無線傳輸、定址燈控、Switching Power

Abstract

Because of the greenhouse effect , the green intelligent architecture will be a tendency in the future. However, let the old building to be more intelligent is the main idea of this research.

This research depends on using the 2.4GHz wireless transmission for the problem of controlling the lighting equipment, improving the complication of AC wiring and the influence of direction and masking in ultra red rays. All the information could be

transmitted by TCP/IP to the computer, let product could be modeled in remote controller or internet type controller, and addressed the lighting control effectively by computer.

The part of power supply unit use the Switching Power , it could save the electric energy by the high effective switch.

keyword：2.4GHz Wireless、addressable lighting control、Switching Power

iii

誌 謝

最感謝的是指導教授王志湖和田慶誠博士這六年來的諄諄教誨，讓我不只學到專 業上的技術，也學習到待人處事及生活各方面的知識，老師的用心良苦，是我一輩子 所遵循與學習的典範，老師，謝謝您!

感謝工研院：李彬州、潘信宏、何朝仁的指導，感謝前鼎：江俊杰、鍾仁峰、劉 佳婷、許靜宜的指導，因為有你們的參與才能讓此研究計劃進行的更加順利，也讓我 學習到更多知識。

感謝學長：邱建榮、李洋蔚、陳建孙、甘保森、劉志隆、洪怡誠、簡均達、尤云 于、陳俊宏、曾芸芳、郭永聖、羅貿鴻、曾丞延、王興浚、陳武華、簡鴻彰、呂宣志、

黃維彥，謝謝你們在我學習的過程中給予的協助與指導。

感謝同梯的同學與學弟：戴仁倉、鄭名偉、顏子揚、戴曾孙、張佳偉、林建州、

吳孟勤、劉華智、古一喬、周佳龍、趙彥汝、譚新南、李佩蓉、洪文正。所幸有你們 在生活上、課業上給予的鼓勵與陪伴，共同分享這兩年充實又難忘的點點滴滴。

最後最要感謝我的家人與女朋友，有你們的支持、鼓勵及照顧，我才能無後顧之 憂全心全力完成這兩年學業，感謝大家將這份喜悅分享給每一位。

鄭權祐 謹識 中華民國九十九年八月 新竹

目錄

摘要 ... i

Abstract ... ii

誌 謝 ... iii

目錄 ... iv

表目錄 ... vii

圖目錄 ... viii

第一章 緒論 ... 1

1-1. 研究動機與目的 ... 1

1.2 研究步驟及方法 ... 3

1.3 論文架構 ... 5

第二章 系統架構與規格制定 ... 6

2-1. 系統架構 ... 6

2-1-1. Master 架構 ... 7

2-1-2. Slave 架構 ... 8

2-2. Switching Power 規格 ... 9

2-3. RF Transceiver - A7105 規格 ... 10

2-4. Ethernet Module – WM120 規格 ... 13

第三章 電路設計 ... 14

3-1. Switching Power 電路設計 ... 14

v

3-1-3. 反馳式轉換器變壓器的選擇 ... 20

3-1-4. 轉換式穩壓器系統的隔離方法 ... 23

3-1-5. 隔離返馳式轉換器脈波寬度調變(PWM)系統電路 ... 24

3-2. Relay 電路設計 ... 25

3-3. Master 電路製作 ... 27

3-4. Slave 電路製作 ... 29

第四章 相關軟體規劃與設計 ... 30

4-1. Scenario ... 30

4-2. Command 封包格式 ... 32

4-3. Command Set ... 33

4-4. Master 程式規劃與設計 ... 34

4-5. Slave 程式規劃與設計 ... 36

4-6. PC 程式規劃與設計 ... 37

第五章 綜合測詴 ... 38

5-1. Switching Power 電路測詴 ... 38

5-1-1. 元件的 ESR 量測 ... 38

5-1-2. 示波器訊號量測 ... 40

5-1-3. 有無使用 Switching Power 耗電量比較 ... 44

5-2. Relay 電路模擬 ... 46

5-3. RF Transceiver - A7105 訊號量測 ... 48

5-3-1. 量測 RSSI 與接收訊號功率大小的關係式 ... 48

5-3-2. 量測無線傳輸的 PER ... 51

5-4. Scenario 量測 ... 53

5-4-1. Write Multiple Coils (0x0F) ... 53

5-4-2. Read Coils (0x01) ... 54

5-4-3. Add New Slave (0x41) ... 55

5-4-4. Write Group frequency (0x10) ... 56

5-4-5. Read RSSI (0x43) ... 57

5-4-6. Write Master ID (0x46) ... 59

第六章 結論 ... 60

參考文獻 ... 61

vii

表目錄

表 3.1 Track Width Reference Table [5] ... 27

表 3.2 Clearances for Electrical Conductors [5] ... 28

表 5.1 Switching Power 元件之 DCR 和 ESR 量測 ... 39

表 5.2 ESR 過大的 Transformer ... 39

圖目錄

圖 1.1 照明節能改善方法 ... 1

圖 1.2 一般傳統佈線 ... 2

圖 1.3 2.4GHz 無線定址燈光控制系統佈線 ... 2

圖 1.4 研究流程圖 ... 4

圖 2.1 系統架構 ... 6

圖 2.2 Master 架構 ... 7

圖 2.3 Slave 架構 ... 8

圖 2.4 A7105 內部方塊圖 [1] ... 10

圖 2.5 A7105 Frequency synthesize 方塊圖 [1] ... 11

圖 2.6 WM120 設定 [2] ... 13

圖 3.1 隔離返馳式轉換器電路 ... 14

圖 3.2 橋式整流 ... 15

圖 3.3 橋式整流波形 ... 15

圖 3.4 橋式整流加電容 ... 16

圖 3.5 橋式整流加電容後的波形 ... 16

圖 3.6 脈波寬度調變(PWM)系統電路(電晶體 ON) ... 16

圖 3.7 脈波寬度調變(PWM)系統電路(電晶體 OFF) ... 17

圖 3.8 光耦合隔離方法用於非線上轉換式電源供給器方塊圖 [4] ... 23

ix

圖 3.11 Master 實體電路 ... 28

圖 3.12 Slave PCB Layout (Top View 和 Bottom View) ... 29

圖 3.13 Slave 實體電路 ... 29

圖 4.1 系統方塊圖 ... 30

圖 4.2 Scenario ... 31

圖 4.3 Modbus frame [6] ... 32

圖 4.4 Command 的封包格式 ... 32

圖 4.5 A7105 frame [1] ... 32

圖 4.6 Master 程式流程圖 ... 35

圖 4.7 Slave 程式流程圖 ... 36

圖 4.8 PC 端控制介面 ... 37

圖 5.1 Switching Power 電路量測(橋式整流濾波) ... 40

圖 5.2 橋式整流濾波後沒負載 和 有負載(1kΩ)的波形 ... 41

圖 5.3 Switching Power 電路量測(Power MOS switching) ... 41

圖 5.4 NCP1013 switching 訊號 [7] ... 42

圖 5.5 Power MOS switching 訊號波形 ... 42

圖 5.6 Switching 所需 Power on 時間 ... 43

圖 5.7 Switching Power 輸出 5VDC 漣波大小 ... 43

圖 5.8 Relay 電路模擬(8051 輸出 2.1V，RB=5.6k) ... 46

圖 5.9 Relay 電路模擬(8051 輸出 5V，R_B=18k) ... 47

圖 5.10 Relay 電路模擬(8051 輸出 5V，RB=30k) ... 47

圖 5.11 2.4GHz RF Transceiver – A7105 [1] ... 48

圖 5.12 混頻器 ... 49

圖 5.13 頻譜分析儀 ... 49

圖 5.14 使用頻譜分析儀確認混頻器輸出的訊號 ... 49

圖 5.15 A7105 的天線接上 semi rigid coaxial cable ... 50

圖 5.16 RSSI 與接收訊號功率大小的關係式 ... 50

圖 5.17 PER 量測示意圖 ... 51

圖 5.18 室內 PER 量測結果 ... 52

圖 5.19 室外 PER 量測結果 ... 52

圖 5.20 Write Multiple Coils Scenario ... 53

圖 5.21 Read Coils Scenario ... 54

圖 5.22 Add New Slave Scenario ... 55

圖 5.23 Write Group frequency Scenario ... 56

圖 5.24 Read RSSI Scenario ... 57

圖 5.25 Read RSSI with other CMD Scenario ... 58

圖 5.26 Write Master ID Scenario ... 59

1

第一章 緒論 1-1. 研究動機與目的

隨著時代的進步，智慧型建築已經成為未來的趨勢，但是大部分的建築多屬於 一般傳統老舊的建築，並無智慧型建築的概念在裡面，因此老舊建築智慧化是本研 究的主旨。

智慧建築的七大指標：資訊及通信、安全防災、健康舒適、設備節能、綜合佈 線、系統整合與設施管理，本研究是以設備節能與綜合佈線為方向。要如何達到節 能?要控制什麼家電?什麼家電是必需的且數量多的?答案就是電燈。一般主要的家 電首推就是電燈，有了照明設備，人類才有所謂的夜生活，因此如果能透過有效率 的控制管理，那就能夠達到節能的效果，如圖 1.1 所示，照明節能改善方法有四種：

高效率燈具(30%)、高效率安定器(30%)、照明控制(30%)和燈具維護(10%)，在一般 常見老舊建築以不更改任何設備的條件下，照明控制就是最好的選擇!

圖 1.1 照明節能改善方法

近年來無線資料傳輸技術成熟，但許多家庭還是採用傳統的紅外線控制方式，它 不但有方向性的問題，也會有遮蔽性的問題，因此在使用上不是那麼的便利，回頭想 想我們另外一個方向：綜合佈線，要如何同時解決這兩個問題呢?答案是控制使用無 線資料傳輸，因此本研究系統架構，深刻了解傳統佈線的複雜度(如圖 1.2) ，每個開

關都需要配線，我們設計 Slave 端控制電燈，可同時控制多盞燈(依照使用者設定)，

來解決佈線複雜的問題，控制方面透過 Master 來控制，透過 2.4GHz 無線傳輸，改善 方向性及遮蔽性的問題，最後再將資料上傳至 TCP/IP，使得資訊可傳送至遠端，當 然在遠端也可以控制電燈，如圖 1.3 所示，和圖 1.2 做比較，明顯改善綜合佈線的問 題，也使得控制更加多元化。

圖 1.2 一般傳統佈線

圖 1.3 2.4GHz 無線定址燈光控制系統佈線

3

1.2 研究步驟及方法

如圖 1.4 所示：

第一步驟：大方向的規劃整個系統架構，本研究分為：PC 端、Master 端和 Slave 端。

PC 和 Master 之間是透過 TCP/IP 的方式溝通；Master 和 Slave 之間是透過 2.4GHz 無 線傳輸的方式溝通。

第二步驟：細節的規劃每個架構的功能，以及需要用哪些硬體電路來完成，因此也會 定義各種電路的規格。

第三步驟：使用電腦來模擬電路的波形，是否和我們的理論相符合。

第四步驟：電路的實體製作和測詴，是否和我們模擬的結果相符合。

第五步驟：規劃 Scenario，定義 PC、Master 和 Slave 之間的溝通順序。

第六步驟：規劃程式流程圖及程式的撰寫。

第七步驟：程式的訊號模擬，使用 debug tool 來模擬各種控制訊號。

第八步驟：程式上機測詴，使用示波器和邏輯分析儀，將通訊波形一一量測記錄下來，

並且與 Scenario 和程式流程圖做比對，確認程式是否正確。

第九步驟：整體綜合測詴，採取 1 個 Master 對多個 Slave 交互通訊測詴，確定系統的 穩定性。

圖 1.4 研究流程圖 Start

規劃系統架構

電路模擬

電路實際製作 模擬結果 符合需求?

電路整合測試

測試結果 符合需求?

規劃電路架構 規劃Scenario

規劃程式流程圖

程式訊號模擬

程式整合測試 模擬結果 符合需求?

測試結果 符合需求?

是否需要更改 Scenario?

END yes

yes

yes

yes

yes no

no

no

no

no

5

1.3 論文架構

第一章節：說明此次研究 2.4GHz 無線定址燈光控制系統的動機、目的與方法。

第二章節：介紹系統架構，包含 Master 架構和 Slave 架構，以及 Switching Power 規 格、RF Transceiver 規格和 Ethernet Module 規格。

第三章節：系統電路設計，包含電源供應 Switching Power 電路設計原理及計算、Relay 電路設計、Master 電路製作和 Slave 電路製作。

第四章節：相關軟體規劃與設計，包含 Scenario 規劃、通訊封包格式定義、Command Set 定義、Master 程式流程規劃、Slave 程式流程規劃和 PC 程式流程規劃。

第五章節：綜合測詴。電路部分包含 Switching Power 的訊號量測、Relay 電路的模擬、

RF Transceiver 的 RSSI 與 PER 量測。程式部分包含整體系統的 Scenario 量測。

第六章節：結論。

第二章 系統架構與規格制定 2-1. 系統架構

圖 2.1 系統架構

如圖 2.1 所示，整個系統架構主要分為三部分：PC、Master 和 Slave。

Master 透過網路接收來自 PC 的命令，再利用 RF Transceiver 與 Slave 做 2.4GHz 無線 資料傳輸，Slave 會依照命令回覆資訊，Master 彙整所有 Slave 的資訊之後，會統一 透過網路將資料回傳至 PC，PC 則有 Data Base、Data Analysis、Web Site 和 User interface 等功能。

7

2-1-1. Master 架構

圖 2.2 為 Master 的架構，主要分為 Switching Power 電源供應、Ethernet 模組、

MCU 以及 RF Transceiver。Switching Power 電源輸入為 90~264VAC，輸出為 5VDC，

供應整個系統的電源所需。MCU 透過 Ethernet 模組傳送接收網路層的資訊，利用 RF Transceiver 建立一個 2.4GHz 無線傳輸台平與 Slave 通訊。

圖 2.2 Master 架構

2-1-2. Slave 架構

圖 2.3 為 Slave 的架構，主要分為 Switching Power 電源供應、Relay 的控制、MCU 以及 RF Transceiver。Switching Power 電源輸入為 90~264VAC，輸出為 12VDC 和 5VDC，

供應整個系統的電源所需。MCU 透過 RF Transceiver 與 Master 做 2.4GHz 無線傳輸，

依照 Master 所下達的命令，控制 Relay 的相對應的動作。

圖 2.3 Slave 架構

9

2-2. Switching Power 規格

Switching Power 的規格主要取決於整個系統的電源需求。Master 需求的電壓是 5VDC 和 3.3VDC，總耗流約為 200mA；Slave 需求的電壓是 12VDC、5VDC 和 3.3VDC，

總耗流約為 200mA。Switching Power 能輸出電壓種類與其電路上的 Transformer 相關，

考量電路的設計，我們採用輸出 2 種電壓為 12VDC 和 5VDC，3.3VDC 則是使用 DC/DC Regulator 來產生。輸入端是接市電，一般常見的市電有 110VAC 和 220VAC，因此我 們的設計是兩者皆可以使用。

Switching Power 規格如下：

(1) 輸入電壓：110VAC 或 220VAC (2) 輸出電壓：12VDC 和 5VDC (3) 總輸出電流：1A

2-3. RF Transceiver - A7105 規格

我們使用的 2.4GHz RF Transceiver 是笙科這間公司所生產的，型號是 A7105，下 圖 2.4 是從 datasheet 截取下來的內部方塊圖，控制方面主要是 MCU 透過 SPI 介面與 其通訊。當為 TX 時，MCU 先透過 SPI 介面將資料寫入 TX FIFO，經過 FSK 調變之 後，根據我們設定的頻率(2.4G~2.483GHz)，經由 PLL 和 VCO 鎖定頻率，然後至 PA(功 率放大器)傳送到天線發射出去；當為 RX 時，天線接收到資料後，先經過 LNA(低雜 訊放大器)將訊號先放大，然後經由 Mixer(混頻器)將訊號從 2.4GHz 降低至中頻，再 通過一個 BPF(帶通濾波器)將不要的頻段訊號都濾掉，最後放大器將訊號放大然後做 FSK 解調變，並將資料儲存在 RX FIFO，此時 MCU 就可以透過 SPI 介面來讀取資料。

圖 2.4 A7105 內部方塊圖 [1]

11

此外，A7105 還有內建兩個功能，其中一個是溫度量測，可以透過設定來量測現 在的溫度；另一個是 RSSI 的量測，可以檢測目前的環境當中該頻段的使用率，當頻 段的使用率很高的時候，可以選擇換頻來使得通訊更加穩定，另外也可以在接收資料 的同時做量測，得知接收的訊號大小，用於判斷當接收的訊號很微弱時，是否發射端 的 RF Transceiver 有問題或是訊號受到嚴重干擾。

圖 2.5 A7105 Frequency synthesize 方塊圖 [1]

圖 2.5 是 A7105 的頻率合成方塊圖，根據我們對暫存器的設定來得到相對應的頻 率，公式如下：

2 ) ] 0 : 15 ] [

0 : 8 [ (

*

2 ) ] 0 : 15 ] [

0 : 8 [ ( 1* ] 0 : 1

* [ ) 1 (

16 _ 16

BIP BFP PFD

BIP BFP RRC

DBL f

f_{RF Base} ^xtal





 





其中因為是使用 16MHz 的外部震盪器，所以 fxtal=16MHz，

另外設定 DBL=1，RRC=0，BIP[8:0]=75，BFP[15:0]=2

MHz M M

f_{RF Base} ) 2*16 *75 2400 2

75 2 ( 1* 0

*16 ) 1 1

( ₁₆

_   

 



因此設定頻率產生的基礎是 2400MHz，再根據下列公式，設定

Channel Step=500kHz，改變 CHN[7:0]，即可以得到頻率 2.4GHz~2.483GHz。

)

* ] 0 : 7 [

_ (CHN ChannelStep f

f_RF  _{RF Base}

MHz k

M

f_RF 2400 (0*500 )2400 MHz k

M

f_RF 2400 (166*500 )2483

因此在程式當中我們只要更改 CHN[7:0]，就可以更改 A7105 的工作頻率。

RF Transceiver A7105 詳細規格：

(1) Frequency band: 2400 – 2483MHz.

(2) FSK modulation

(3) Low current consumption for (RX 16mA, TX 19mA) (4) Supply voltage 1.9 – 3.6 V

(5) High sensitivity (-96Bm at 500KHz data rate) (6) Programmable data rate up to 500kbps

(7) Efficient 3/4-wires SPI interface to access FIFO data, command and register setting (8) Digital RSSI output for clear channel indication

(9) Digital temperature output

13

2-4. Ethernet Module – WM120 規格

我們所使用的Ethernet模組是巨擎這間公司所生產的，型號是WM120，功能是將 TCP/IP訊號轉換成UART的訊號。如圖2.6，透過設定IP Address和串列傳輸的Baud Rate，

我們可以將資料用串列傳輸的方式傳送給WM120，接下來會將資料根據設定的IP上 傳至網路；當然也可以透過PC傳送資料至設定的IP，WM120接收到資料後會將其轉 為數位訊號用串列傳輸的方式回傳。

圖 2.6 WM120 設定 [2]

第三章 電路設計

3-1. Switching Power 電路設計

3-1-1. 隔離返馳式轉換器

本研究的Switching Power基本架構是隔離返馳式轉換器(The Isolated Flyback Converter)如圖3.1，

圖 3.1 隔離返馳式轉換器電路

參考文獻[3]，變壓器T1會因為在切換電晶體VT時產生隔離和傳遞儲存能量的作 用，當電晶體VT導通時，Np會儲存能量；當電晶體VT關閉時，則Np會向Ns釋放能 量。在變壓器的初級圈有由Cr、Rr和VDr組成的RCD漏感尖峰吸收電路，在次級圈有 一個整流二極體VD1和由電感器Lo和電容Co組成的低通濾波器。接下來我們詳細說 明電路原理和計算。

T 1

R r

C rV D r V T V D 1 +

C o

L o R L

G N D

H O T N p N s

V i V o

15

圖 3.2 橋式整流

輸入端的電壓考慮有兩種電壓：110VAC和220VAC，考慮誤差為±20%，所以輸 入電壓範圍介於88VAC~264VAC。如圖3.2所示，市電進來之後會先接一個電阻10Ω，

作用是濾掉低頻雜訊，考慮耐流的問題，本電路是使用1W的電阻。再來連接一個變 阻器（Varistor），俗稱突波吸收器（Surge Absorber），是一種會隨著電壓值不同而 改變電阻值的電阻器，變阻器當電壓超過額定的電壓值時，變阻器的電阻會急速下降 近於短路的狀態，將突波引導進入變阻器內，以熱的方式散發掉，藉以達到穩定電壓 及吸收突波電壓之功能，並可因此避免電路元件受到突波電壓之影響而損壞，所以主 要功能是防止因為建築物遭受雷擊，市電電壓忽然急遽上升導致電路電壓過高燒毀。

然後經過橋式整流將交流電轉換成直流電，當AB沒接電容時，其VAB波形如圖3.3所 示。 其中

Vrms V

V_DC 220 2 49.5~99

2 ~ 110

2  

   

圖 3.3 橋式整流波形

當A’B’接上電容如圖3.4，透過電容整流之後的VA’B’波形如圖3.5。

圖 3.4 橋式整流加電容

圖 3.5 橋式整流加電容後的波形

圖 3.6 脈波寬度調變(PWM)系統電路(電晶體 ON)

本研究的轉換式電源供給器是採用脈波寬度調變(PWM)的形式，在PWM系統中 所產生的脈波可用來推動轉換電晶體ON或OFF狀態，因此，我們藉由改變脈波的寬 度，則轉換電晶體的導通時間就會相對應的增加或減少，如此輸出電壓就可達穩壓狀 態。上圖3.6是基本的脈波寬度調變(PWM)系統電路。當電晶體導通時，Ls有電流Ipp

17

場的消失導致繞組的極性反向，此時二極體D1會被導通，輸出電容器C2會被充電，負 載Z_L上有電流流通。

圖 3.7 脈波寬度調變(PWM)系統電路(電晶體 OFF)

由於此隔離元件的動作就像是變壓器與扼流圈，因此在反馳式轉換器輸出部分，

就不需要額外的電感器了，但是在實際電路應用中，為了仰制高頻的轉換雜訊波尖，

我們還是會在整流器與輸出電容器之間加上電感器，做π型濾波。

3-1-2. 反馳式轉換器交換電晶體的選擇

參考文獻[4]，在反馳式轉換器中所使用的轉換電晶體，必需考慮二個因素就是 電晶體在ON時的峰值集極電壓乃是電晶體在轉換成OFF狀態時，所需承受的電壓大 小

max (max)

1 



 



 V Vin

cycle T duty

t

CE ON

因此相對地工作週期都必需保持在低值範圍，也就是_max 0.5，在實際的應用中，

大都是取_max為0.4，如此峰值集極電壓就限制在V_CE(max) 2.2V_in。

另一項要設計選擇的就是電晶體在ON時的集極工作電流，也就是 _c ^L I_p n

I  I  ，

Ip是變壓器扼流圈的初級峰值電流，n是初級對次級的圈數比。我們亦可用轉換器的 輸出功率與輸入電壓來表示集極的峰值工作電流，在扼流圈中能量轉移的公式表示如 下













 T Pout LI^p 2

2

(3-1)

)

(eta 為轉換器的效率。

在變壓器電感器的電壓可表示成

dt

V_in  Ldi (3-2)

假設di=I_p，而且1/dt  f /_max，則(3-2)式可以改寫成

max

f LI

V_in  ^p (3-3)

或是



19

max max

max 2

max

2 2

2 1 2













 

in out in

out p

p in L

p in

out

V Ic P

V I P

I fI V

I f P V





 













假設轉換器的效率為80%，duty cycle=40%，則

in out

V Ic 6.2P



3-1-3. 反馳式轉換器變壓器的選擇

參考文獻[4]，首先需要計算變壓器的峰值初級電流，此值會相對於電晶體峰值 集極電流，由基本的電感器電壓關係可得知

dt Ldi

V  (3-5)

由於在完全的能量轉移模式中，當電晶體導通時，在tON時間裡，電流斜坡會由零值 升至峰值集極電流值，輸入電壓可寫為

ON pp p

in t

L I

V  (3-6)

取1/t_ON  f /_max，則(3-6)式變為

 f I

V_in(min)  L^{p pp} (3-7)

V_in：直流輸入電壓，V Lp：變壓器初級電感值，mH I_pp：變壓器峰值流，A

max：最大工作週期，us f：轉換頻率，kHz

在完全的能量轉移模式中，輸出功率等於每一周期時間操作頻率下所儲存的能量，其 為

f I L P_{out p pp}²

2

1 (3-8)

將(3-8)式除以(3-7)式可得

f I L

f I L V

P

pp p pp p in

out

2

max 2

(min)

  (3-9)

在反馳式轉換器中，經由預定的極限值來改變電晶體開關的工作週期，而使穩壓率能

21

變由V_in(min)至V_in(max)，則

) 1

( _{max max}

max

min  

 



 

K (3-10)

(min) (max) in in

V

K V (3-11)

變壓器扼流圈的初級電感值計算如下

f I L V

pp in p

max (min)

 (3-12)

由於反馳式轉換器為單端式的操作，也就是變壓器扼流圈只剛好使用到磁通量容計值 的一半，因此電流與磁通量絕不能趨於負值。此事實可出現一電位上的問題，而驅動 鐵心至飽和狀態。我們有兩種可能的方法解決此問題，首先，使用較大體積的鐵心，

其次，在磁通量路徑上使用空氣間隙，使磁帶迴路能較平坦些，如此在相同的直流偏 壓下可降低工作的磁通量密度。本研究是使用第二種解決方法，因為在製造上它能提 供更小型化的變壓器。在磁通量的路徑上，空氣間隙會產生較大的磁阻，而且大多數 在變壓器扼流圈中所儲存的能量是在空氣間隙的體積V_g中，其長度為l_g，則

 



 )10 , , 0.4 2

(1 2

1 _max

0 8

max

2 B

H l

A H

B I

L_{p pp}  _{g g}  _{e g} 

0=空氣導磁率=1，所以空氣間隙的長度可為 B cm

A I l L

e pp p

g 2

max 2 8

10 ) 4

. 0 ( 

 (3-13)

我們已經知道空氣間隙的長度，則變壓器扼流圈的初級圈數可由下式計算得知

pp g e

pp p

p I

l B B

A I N L

 4 . 0 10 )

( _max

max 8





當輸入電壓(初級電壓)在最小值，工作係數在最大值時，則次級電壓Vs必需被計算求 出，我們所需注意的是V_in(min) 1.4V_in(ac)─20V直流漣波與二極體的壓降。

考慮輸出整流二極體壓降，則額定次級繞組的輸出電壓可寫為

p s in

D

out N

V N V V

max max (min)

1 



 



所以

max (min)

max) 1

)(

(





in D p p s

V V V N

N  

 (3-14)

假設我們電壓輸出V_p=5V，二極體壓降V_D=1V，max duty cycle=50%，輸入電壓 最小值為Vin(min)=110*√2*0.8=124.43V

74 . 20

1 5

. 0

* 43 . 124

) 5 . 0 1 )(

1 5 ) ( 1

)(

(

max (min)

max    



 





in D p p s

V V V N N

所以線圈比 Ns:Np=20.74:1

我們所使用的PWM Switcher型號是NCP1013，由datasheet上得知t_ON(max) T*0.67， 計算Lp

pp ON

p

in t I

L

V _(max) 

(min) (min)

=MOSFET最大耐流

k mH m

f I L V

pp in

p 1.67

100 67 . 0 500

8 . 0

* 2

max 110

(min)

(min)    

k mH m

f I L V

pp in

p 2.46

100 33 . 0 500

2 . 1

* 2

min 220

(max)

(min)    

因此選擇L_p(min) 2.46mH

附註說明：因為Switching的頻率為100kHz，所以必需注意Transformer初級圈在100kHz 的情況下，還能滿足L_p(min) 2.46mH

的條件。

23

3-1-4. 轉換式穩壓器系統的隔離方法

參考文獻[4]，非線上穩壓的轉換式電源供給器具有雙重的任務，首先，它必頇 能獲得好的穩壓與低準位的輸出電壓，並能夠將功率傳遞至電子電路或電機機械電路 的裝置上。其次，它必頇具有高輸入至輸出之隔離，此乃由於在高壓或洩漏電流情況 下，可用來保護使用者免於受到電震的危險。圖3.8是光耦合隔離方法用於非線上轉 換式電源供給器方塊圖，控制電路、PWM與轉換元件、輸入整流器、濾波器有共地 存在，至於輸入至輸出之間的隔離，乃由功率變壓器(Transformer)和光隔離器 (Optoisolator)來達成。

圖 3.8 光耦合隔離方法用於非線上轉換式電源供給器方塊圖 [4]

當光耦合器是用於非線上轉換式電源供給器時，其主要的目的是提供輸入與輸出 隔離之用，下面是一些設計上的準則：

(1) 光耦合器必頇能夠承受隔離崩潰電壓，依此各國或是國際上的安全標準來規定。

(2) 驅動耦合器的放大器電路必頇設計良好，用以補償耦合器的熱不穩定與漂移之現 象。

(3) 選擇光耦合器需具有好的耦合效率。

一般在常態下光耦合器都是應於線性模式，也就是在耦合器輸入端的控制電壓會 產生正比例的輸出電壓，因此可用來做更進一步的控制，例如閉迴路的穩壓即是。

3-1-5. 隔離返馳式轉換器脈波寬度調變(PWM)系統電路

AC電源輸入之後經過橋式轉換將交流電壓轉換成直流電壓，再經過一個反向 型電路做整流濾波，變壓器T1產生隔離和傳遞儲存能量的作用，即在切換Power MOS 導通時，Np儲存能量，切換Power MOS關閉時，Np向Ns釋放能量。變壓器初級圈有 由C、R和diode組成的RCD漏感尖峰吸收電路，輸出迴路有一個整流二極體，然後也 接一個 型電路做整流濾波。5V的參考電壓由TL431產生，其reference腳位固定輸出 2.5V，利用分壓產生固定的5V，當電壓過高或過低時會影響光耦合器的發光二極體 亮度，進而影響光敏接收器的導通率，使得NCP1013知道現在的電壓過高或是過低，

調整Power MOS Switching duty cycle，完成一個封閉回授電路，使得電壓穩定在5V。

12V的電壓則沒有回授，所以電壓是單純的線圈比轉換，如果5V的線圈比為20:1的話，

則12V的線圈比為8.33:1。

25

3-2. Relay 電路設計

我們通常都會採用BJT的方式來推動Relay，如圖3.9。

圖 3.9 Relay 控制電路

Relay的操作電壓是12VDC，Relay的內部電感會有一個等校電阻Rr， 8051的輸 出為’1’時電壓為2.1V以上，輸出為’0’時電壓為0.8V以下。將繼電器打開所需的功率 大小一般為0.4W，若是高效率的繼電器則是0.2W即可，因此我們採用0.4W來計算，

當R_r流經的功率超過0.4W時，則繼電器會打開；反之繼電器則關閉。

R mA I P

R w R

I P

r c

r

23 . 410 31

4 . 0

410

, 4 .

2 0















假設 150，則 m uA

I_B 208.2 150

23 .

31 



根據克西荷夫定律



 

 



 









u k I

V R V

V R I V

B BE B

BE B B

76 . 2 5

. 208

2 . 0 7 . 0 1 . 2 2 . 0

0 2 . 0

1 1

防止電流不足導致繼電器無法完全打開，當 IB愈大時則 RB電阻愈小，所以我們採用 5.6k。

12 34

R E L A Y

diode

3

1 2 NPN

G N D

R B 1 2 V

from 8051

所以當 MCU 輸出為’1’時，V1=2.1V

W m

R I P

mA uA

I I

k uA R

V I V

B c

B BE B

422 . 0 410

* ) 1 . 32 (

1 . 32 214

* 150

6 214 . 5

2 . 0 7 . 0 1 . 2 2 . 0

2 2

1













 

 



 



W W

P0.422 0.4 因此繼電器是可以正常打開/關閉的。

考慮我們的 8051 正常輸出’1’的電壓為 5V 的情況下，輸出’0’的電壓為 0V 的情況下



 

 



 









u k I

V R V

V R I V

B BE B

BE B B

7 . 2 19

. 208

2 . 0 7 . 0 5 2 . 0

0 2 . 0

1 1

防止電流不足導致繼電器無法完全打開，當 IB愈大時則 RB電阻愈小，所以我們採用 18k。

所以當 MCU 輸出為’1’時，V1=5V

W m

R I P

mA uA

I I

k uA R

V I V

B c

B BE B

48 . 0 410

* ) 17 . 34 (

17 . 34 8

. 227

* 150

8 . 18 227

2 . 0 7 . 0 5 2 . 0

2 2

1













 

 



 



W W

P0.48 0.4 因此繼電器是可以正常打開/關閉的。

27

3-3. Master 電路製作

Master電路架構如圖2.2，規劃的電路包含Switching Power、MCU(MPC89E52AF)、

RF Transceiver(A7105)和Ethernet Module(WM120)。Master PCB Layout如圖3.10，在 Layout時必需注意高壓的隔離，線距不能太近，可以參考表3.1和表3.2(參考文獻[5])，

分別在說明當Layout時線寬所能承受的電流大小和兩條電路線的壓差對應要間隔的 距離。圖3.11為Master實體電路。

圖 3.10 Master PCB Layout (Top View 和 Bottom View)

表3.1 Track Width Reference Table [5]

表3.2 Clearances for Electrical Conductors [5]

圖 3.11 Master 實體電路

29

3-4. Slave 電路製作

Master電路架構如圖2.3，規劃的電路包含Switching Power、MCU(MPC89E52AF)、

RF Transceiver(A7105)、Relay和光敏sensor。Slave PCB Layout如圖3.12，在Layout時 一樣要注意高壓的隔離，可以參考表3.1和表3.2。圖3.13為Slave實體電路。

圖 3.12 Slave PCB Layout (Top View 和 Bottom View)

圖 3.13 Slave 實體電路

第四章 相關軟體規劃與設計 4-1. Scenario

如圖 4.1 所示，整個系統通訊分為兩個部分，分別是 PC 和 Master 之間透過 TCP/IP 做通訊，另外一個是 Master 和 Slave 之間透過 2.4GHz 無線傳輸做通訊。所以我們必 需先規劃 Scenario。

圖 4.1 系統方塊圖

如圖 4.2 所示為整個系統通訊的簡易 Scenario 規劃，接下來我們說明流程：

(1) 首先由 PC 端透過 TCP/IP 下 Command 給 Master，Master 在收到 Command 之後會 判斷是不是有效的 Command，然後回傳 ACK 給 PC，代表有收到有效 Command 或是 Command 格式錯誤!

(2) 接著 Master 就會將 Command 透過 2.4GHz 無線傳輸傳送給所有的 Slave。

(3) Slave 在接收到 Command 之後，一樣會先判斷是否為有效 Command，防止無線傳 輸訊號受到雜訊干擾導致資料錯誤，接著會判斷是否需要回應(ID 是否相同)，若 要回應訊息的話，會依照 Slave ID 排序時間回傳 ACK 給 Master。

(4) 當 Master 所設定的通訊時間 timeout 之後，Master 會判斷是否該回應的 Slave 都有 回應，若是沒有的話便會再下 Command 給 Slave，這個動作目前最多重複做 10

31

機會，但若是超過 10 次的話，那就代表可能是無線通訊干擾太嚴重、Slave 遺失、

A7105 天線、、等問題。

(5) 接下來 Master 會將 Slave 資料統整後回傳 Reply 給 PC。

(6) PC 在接收到 Master 的 Reply 之後也會回傳 ACK 給 Master 代表有收到資料。

圖 4.2 Scenario

4-2. Command 封包格式

Scenario 定義完畢之後，接下來就要定義封包格式。我們的通訊有分 TCP/IP 和 2.4GHz 無線傳輸，因此為了方便，兩種通訊皆定義同樣的封包格式，參考 Modbus 的定義(如圖 4.3)，一個封包分為 Slave Address、Function Code、Data 和 CRC。然而 因為只區分 Slave Address 的話，在頻道相同的情況下，不同的 Master 下 Command，

但是 Slave 都會去執行，為了能夠區分每個 Master 只能控制自己群組內的 Slave，因 此我們多加定義一個 Byte 為 Master Address，用以區別每個群組的 Slave 是屬於哪一 個 Master，當今天 Slave 收到控制訊號時，若是 Slave ID 相同但 Master ID 不同的話，

則不會進行動作。定義的封包格式如圖 4.4 所示，Master ID 1 byte、Slave ID 1 byte、

Function Code 1 byte、Data 1 byte 和 CRC 2 bytes。

圖 4.3 Modbus frame [6]

圖 4.4 Command 的封包格式

下圖 4.5 是 A7105 的封包格式，其中 Preamble 4 bytes、ID code 4 bytes 和 CRC 2 bytes 是不能變更的，可以設計的部分只有在 Payload，最大長度為 256 bytes，因此我 們定義 Payload 的格式和圖 4.4 的 Command 封包格式相同，使得 TCP/IP 和 2.4GHz 無線傳輸的封包定義皆相同。

33

4-3. Command Set

Command Set 總共有分 13 種：

(1) Write Multiple Coils (0x0F)：燈光控制 (2) Read Coils (0x01)：讀取燈光控制的資訊 (3) Add New Slave (0x41)：加入群組

(4) Read ID&SN Table (0x03)：讀取 Master 目前儲存的 Slave ID Table 和 SN Table (5) Write Group frequency (0x10)：更換工作頻率

(6) Read Group frequency (0x17)：讀取工作頻率 (7) Delete Slave (0x06)：刪除 Slave

(8) Read ADE7758 Data (0x42)：讀取電力量測的資料 (9) Read RSSI (0x43)：設定頻率，讀取 RSSI 的量測結果 (10) Read Master ID (0x45)：讀取 Master ID

(11) Write Master ID (0x46)：更換 Master ID

(12) Reload Master Data (0x44)：重新載入資料給 Master (13) Error Message (0xFF)：Master 回報 PC 的錯誤資訊

4-4. Master 程式規劃與設計

Master 是本系統的程式主要的重點，因為他必需彙整所有 Slave 的資料並且與 PC 做溝通，在程式規劃上，Master 的主程式只會依序去檢查各項旗標，判別是否該做什 麼動作，因此在所有旗標都沒有被設定的情況下，Master 是保持在一直檢查旗標的狀 態，這樣的好處是 Master 會依照我們所設定的優先權去處理各項事務，並請讓 CPU 一直處於 standby 的狀態，一有事情需要處理即可馬上處理。圖 4.6 為規劃的 Master 程式流程圖。

(1) 首先程式會先做系統初始化，包含對 MCU 的初始化、A7105 的初始化和讀取 EEPROM 的資料。

(2) 第一個判斷是否接收到 PC 的 Command，如果有收到 Command 的話就會判斷格 式是否正確，然後回應 ACK，並且針對 Command 作相對應的動作。

(3) 第二個判斷是否要執行加入群組的 Command，如果是的話則開始進行加入群組的 規劃流程。

(4) 第三個判斷是否要下 Command 給 Slave，因此要使 A7105 進入 TX 狀態開始傳送 資料。

(5) 第四個判斷是否有接收到 Slave 的資料，如果有的話則進入副程式判斷收到的訊 息為何並作相對應的動作，例如刪除 Slave 的旗標、、等。

(6) 第五個判斷是否需要回報 PC，當所有的通訊完成或是已經 timeout 的話，Master 則會將資訊回傳給 PC，並且回傳完資料後做相對應的動作，例如將資料寫入 EEPROM、更換工作頻率、、等。

(7) 最後一個判斷是否需要做 RSSI 量測，因為量測的時間較長，而且在量測的期間可 以任意穿插 Command 進行動作(其餘 Command 皆不能被穿插)，因此最後再判斷 即可，如果需要動作的話則是讀取 A7105 上 RSSI 的資料並且在 MCU 上做運算，

35

圖 4.6 Master 程式流程圖

4-5. Slave 程式規劃與設計

Slave 的程式相較於 Master 就簡單許多，如圖 4.7 所示：

(1) 首先程式會先做系統初始化，包含對 MCU 的初始化、A7105 的初始化和讀取 EEPROM 的資料。

(2) 第一個判斷是否接收到來自 Master 的 Command，如果是的話則會依據 Command 做相對應的動作，當然也會收到來自其他 Slave 的 ACK，但是會判斷為無效的 Command。

(3) 第二個判斷是否要回傳訊息給 Master 的話，則會使 A7105 進入 TX 狀態開始傳送 資料。

(4) 最後一個判斷是否要執行加入群組的 Command，如果是的話則開始進行加入群組 的規劃流程。

圖 4.7 Slave 程式流程圖

37

4-6. PC 程式規劃與設計

圖 4.8 是 PC 端控制介面：

(1) 首先輸入 Master 的 IP Address 和 TCP/IP Port，然後與 Master 做連線的動作。

(2) 接著可以再 “Send Data”的方框下開始輸入各種 Command，輸入完 Command 之後 按下 “Send” 按鈕則會自動將訊息傳送給 Master。

(3) 如果 Master 有回傳訊息的話，會直接在 “Receive Data”的方框下看到資訊。

(4) 左邊目前有設計兩個 Slave 以及所對應的燈光控制，當按鈕按下的時候將會自動 下 Command 給 Master 要求哪個燈光該如何動作。

圖 4.8 PC 端控制介面

第五章 綜合測詴

5-1. Switching Power 電路測詴

5-1-1. 元件的 ESR 量測

一個電容器會因其構造而產生各種阻抗、感抗，比較重要的就是等效串聯電阻 (ESR)及等效串聯電感(ESL)─這就是容抗的基礎。ESR及ESL愈低愈好，但相對的價 格也隨之愈來愈高。ESR的高低，與電容器的容量、電壓、頻率及溫度…都有關連，

當額定電壓固定時，容量愈大ESR愈低。有人習慣使用將多顆小電容併接成一顆大電 容以降低阻抗，其理論是電阻併聯阻值降低。但若考慮電容接腳焊點的阻抗，以小併 大，不見得一定會有收穫。反過來說，當容量固定時，選用高WV額定電壓的品種也 能降低ESR；故耐壓高確實好處多多。串聯等效電阻ESR的單位是mΩ，若比較低內 阻及低漏電流兩種特性，則低內阻容易達成，故標示low ESR的電容倒很常見。ESR 也與損失角有關聯，ESR＝tanδ/(ω×Cs)，Cs是電容量。有時電容器規格上會有Z，它 與ESR的意義不同，但Z的計算示與ESR有關，同時也考慮到容抗及感抗，是真正的 內阻。剛才提到電容的ESR單位是mΩ，那是指大電容，若是220μF小容量電容，其ESR 單位就不是mΩ而是Ω。

一個電感器也會有等效串聯電阻(ESR)，其ESR愈低愈好，因為如果ESR很高的 話，會造成能量大都消耗在等校串聯的電阻上，而且還會使得元件發燙過熱，因此，

根據我們的操作頻率，在該頻率下其ESR愈低會愈好，代表能量完全通過。

表5.1是我們Switching Power上面主要的元件的DCR量測和在不同頻率上的ESR 量測。觀察電感在DCR量測時數值都算是很小，而電容在DCR量測時數值超大，這代 表兩種元件都是可以使用的零件。我們Switching的頻率是100kHz，因此觀察電感和

39

表5.1 Switching Power 元件之DCR和ESR量測

DCR 100Hz 1kHz 10kHz 100kHz

色碼電感

1mH

13.14Ω

1.007mH

13.4Ω

1.006mH

13.19Ω

1.004mH

12.3Ω

993.7uH

15.04Ω

4.7uF/450V 100MΩ ↑

4.276uF

9.9Ω

4.118uF

3.875Ω

3.753uF

4.603Ω

1.44uF

4.809Ω

Transformer

前級

2.432Ω

3.25mH

2.47Ω

3.277mH

2.486Ω

3.252mH

3.08Ω

3.477mH

12.83Ω

Transformer

後級

0.054Ω

29.2uH

0.037Ω

20.15uH

0.023Ω

20.13uH

0.024Ω

21.67uH

0.161Ω

表5-2是一開始我們製作時沒考慮到操作頻率是100kHz，因此在100kHz的ESR過 大(3820Ω)，導致Transformer在轉換時有部分能量消耗在等校串聯電阻上面，使得電 感會發燙而且在長時間的情況下會因為電感過燙而熱當，造成電源不穩定。因此在設 計上就必需參考第三章的說明去設計，就可以解決此問題。

表5.2 ESR過大的Transformer

DCR 100Hz 1kHz 10kHz 100kHz

Transformer

前級

4.81Ω

29.3mH

6.3Ω

28.16mH

13.97Ω

25.11mH

34.7Ω

55.35mH

3.82kΩ

Transformer

後級

0.04Ω

73uH

0.007Ω

75.02uH

0.039Ω

74.4uH

7.03Ω

189.7uH

10.07Ω

5-1-2. 示波器訊號量測

確認ESR之後，接下來我們就要開始量測整個電路的訊號，驗證理論計算和實際 是否相吻合，來確定電路設計沒有錯誤。首先因為量測的電壓並沒有所謂的地(GND)，

因此我們不是使用一般Single-Ended的方式做量測，而是改用differential的方式，採用 量測點A得到的電壓減去量測點B的電壓。我們先量測110VAC交流電經過橋式整流濾 波後的電壓是不是符合110√2=155VDC。

圖 5.1 Switching Power 電路量測(橋式整流濾波)

量測到的波形如圖5.2，1格電壓為50V，總共有3又1/5格所以電壓約是160VDC，

與理論計算的155VDC差不多。觀察這兩張波形可以發現，當有負載時漣波大小會隨 之變大，但是漣波大小真的有到42V這麼大嗎?實際上並沒有，原因是因為我們是使 用數位示波器來量測，他是採取A點螢幕內顯示的電壓減去B點螢幕內顯示的電壓，

所以當波形沒辦法完全在螢幕內顯示的話，就會造成你所看到的波形其實是錯誤的!

而我們去調整A和B的1格電壓顯示時，你會發現漣波大小永遠是顯示1格左右，不管 是1格是50V或是1格是10V，漣波大小就是大約1格左右，這個現象說明你所量測到的 其實是因為數位示波器運算後所得到的數據，並不是真的漣波大小真的那麼大，因此

D3

-+

1 2 3

4 D1

R1

21

S1

AC IN90V-264AC INPUT 5V

LN GND

F1 +

C4 C1

+C11

+ C3 +

C6

L2 1 2

D2 + C5

C2

D4

HOT L1

12

43 U2 GNDGND

GND

VCC 1

FB 2

DRAIN 3

GND 4

U1 C13

12

RV1 R3 R4

R6 R2 GND GND

R7

R9 R8

C12

R10 R11

GND

C10

HOT HOT GND C7 C8

5 610

3 8

HOT 1T1

Transformer

HOT R5

1

32

U3

AB

41

圖 5.2 橋式整流濾波後沒負載 和 有負載(1kΩ)的波形

接下來我們量測Transformer前級的訊號(圖5.3)，量測點是綠色A和B，但因為 Transformer前級的訊號跟NCP1013的Power MOS switching有關連，當Power MOS為 ON時，電感有電流通過；當Power MOS OFF時，電感則沒有電流通過。因此我們直 接量測紅色A和B，量測Power MOS的switching訊號，並且比對datasheet(圖5.4)，波形 是否符合。

圖 5.3 Switching Power 電路量測(Power MOS switching)

D3

-+

1 2 3

4 D1

R1

21

S1

AC IN90V-264AC INPUT 5V

LN GND

F1 +

C4 C1

+C11

+ C3 +

C6

L2 1 2

D2 + C5

C2

D4

HOT L1

12

43 U2 GNDGND

GND

VCC 1

FB 2

DRAIN 3

GND 4

U1 C13

12

RV1 R3 R4

R6 R2 GND GND

R7

R9 R8

C12

R10 R11

GND

C10

HOT HOT GND C7 C8

5 610

3 8

HOT 1T1

Transformer

HOT R5

1

32

U3

A

B

AB

圖 5.4 NCP1013 switching 訊號 [7]

圖5.5是我們量測到的Power MOS switching訊號，比對datasheet的switching訊號 (如圖5.4)，一格電壓為100V，訊號大小約為2又2/5格，所以是240V左右，比對datasheet 的話是正確的，也可以觀察的出來有週期性的訊號，當然switching的訊號也跟我們系 統的負載有關，當負載愈大時，Power MOS導通的時間就會愈長(max duty=67%)，所 以量測的波型跟datasheet比較就不會那麼一致。

圖 5.5 Power MOS switching 訊號波形

再來我們量測當Power on之後，Switching Power電路多久可以正常產生電壓輸出

43

圖 5.6 Switching 所需 Power on 時間

觀察圖5.6，時間軸共10格為20ms，所以1格是2ms，Power on之後Power MOS switching大約1格之後開始動作，所以大約就是2ms之後就開始運作輸出穩定電壓，因 此Power on在電源的部分不會占用太多時間。下圖5.7為輸出5VDC的電壓漣波大小，

1格電壓是20mV，總共有1又3/5格所以是32mV左右，對於後面的電路來說，

5VDC±0.032VDC是可以接受的。

圖 5.7 Switching Power 輸出 5VDC 漣波大小

5-1-3. 有無使用 Switching Power 耗電量比較

我們將對一個有使用 Switching Power 的電子產品和一個使用傳統電阻分壓的電 子產品來做測詴分析。

傳統電阻分壓的電子產品：

總功率消耗=穩壓+整流+RF 功率消耗+Relay

工作時(Relay ON)功率 ：18.9mA * 110V = 2.08W(AC) 未工作時(Relay OFF)功率 ：10mA * 110V = 1.10W(AC) 穩壓+整流+ RF 消耗功率 ：1.10W(AC)

穩壓+整流+ Relay 消耗功率：2.08W – 1.10W = 0.98W(AC) 一年所花功率(假設一天工作 16 小時)：

(2.08*16 + 1.1*8) * 365 = 15359.2W‧Hr=15.4 度

使用 Switching Power 的電子產品：

工作時：

進入至 Switch power 的功率 ：15.5mA*110V = 1.71W Switch power 輸出端功率 ：250mA*5V = 1.25W

Switch power 轉換效率 ：(1.25 / 1.71) *100% = 73.1%

未工作時：

進入至 Switch power 功率 ：300uA * 110V = 0.033W(AC) Switch power 輸出端功率 ：0A

RF + Relay OFF 功率消耗 ：10mA * 5V = 0.05W(DC) RF + Relay ON 功率消耗 ：20mA * 5V = 0.1W(DC)

45

一年所花功率(假設一天工作 16 小時)：

(0.137*16 + 0.0685*8) * 365 = 1000.1W‧Hr=1 度

由此可知沒使用 Switching Power 的電子產品一天使用 16 小時，一年總耗電量為 15.4 度，有使用 Switching Power 的電子產品，轉換效率為 73.1%時，一天使用 16 小 時，一年總耗電量為 1 度，兩者相差 14.4 度，一度電用 3.5 元計算的話：14.4*3.5=50.4 元，由此可知使用 Switching Power 可以大幅節省電源的消耗，此外一般 Switching Power 轉換效率約是 90%或是 95%以上，將可節省更多電源的消耗。

5-2. Relay 電路模擬

根據章節3-2的計算結果，我們得知Relay電路數值如下：

當 MCU 輸出為’1’時，V1=2.1V

W m

R I P

mA uA

I I

k uA R

V I V

B c

B BE B

422 . 0 410

* ) 1 . 32 (

1 . 32 214

* 150

6 214 . 5

2 . 0 7 . 0 1 . 2 2 . 0

2 2

1













 

 



 



圖 5.8 Relay 電路模擬(8051 輸出 2.1V，R_B=5.6k)

觀察 ORCAD 電路模擬結果(圖 5.8)發現流經 Rr的電流大小為 31.29mA，功率大 小為 0.4014W，所以有符合我們的預期 0.4W。

當 MCU 輸出為’1’時，V₁=5V

mA uA

I I

k uA R

V I V

B BE B

17 . 34 8

. 227

* 150

8 . 18 227

2 . 0 7 . 0 5 2 .

1 0







 

 



 



V2 13Vdc

-406.7mW 31.29mA

RB

5.6k 337.3uW

245.4uA

Q1

2N2222A/ZTX

5.553mW

31.29mA

245.4uA

-31.53mA

0

0

0

Rr 410 401.4mW

31.29mA

V1 2.1Vdc -515.4uW

245.4uA