應用於功率積體電路之700伏特LIGBT元件設計與結構改善

國立交通大學

電機與控制工程學系

碩 士 論 文

應用於功率積體電路之 700 伏特 LIGBT 元件設計與結

構改善

Design and Structure Improvement of 700V LIGBT for

Power IC Application

研 究 生：李奕廷

指導教授：張隆國 博士

應用於功率積體電路之 700 伏特 LIGBT 元件設計與

結構改善

Design and Structure Improvement of 700V LIGBT

for Power IC Application

學 生：李奕廷

Student : Yi-Ting Li

指導教授：張隆國 博士

Advisor : Dr. Lon-Kou Chang

國立交通大學

電機與控制工程學系

碩士論文

A Thesis

Submitted to Institute of Electrical and Control Engineering College of Electrical Engineering and Computer Science

National Chiao Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master in

Electrical and Control Engineering June 2006

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

應用於功率積體電路之 700 伏特 LIGBT 元件設

計與結構改善

研究生：李奕廷　 　 　 　 指導教授：張隆國博士

國立交通大學電機與控制工程學系

摘要

功率積體電路即是將高壓功率元件與低壓控制電路整合於同一晶片上之積 體電路，提供更完整的功能與較低的成本。由於橫向式絕緣閘雙極性電晶體 （LIGBT）為橫向結構，並具有耐高壓與導通大電流的特性，使其適合應用於功 率積體電路。元件耐壓方面，主要為利用 RESURF 的原理來提高耐壓。元件關 閉時，內部少數載子殘留的現象使得其關閉延遲，造成較慢的切換速度而限制了 應用範圍，關閉時間在10µs 的數量級。本論文將針對傳統 LIGBT 元件結構關閉 延遲的缺點，參考採用兩種改善結構，分別為陽極短路結構與間斷式陽極結構， 將關閉時間降至 200ns 的數量級。相對於傳統 LIGBT 結構，兩種改善結構雖然 加快關閉速度，卻也增加導通電阻與Onset voltage。其中，間斷式陽極結構的導 通電阻與 Onset voltage 則低於陽極短路結構，並且在元件使用面積上更是節省 20~30%。本論文亦提出元件製程參數設計流程，兩種改善結構的製程與傳統 LIGBT 結構相同，且配合台灣目前的基本製程，不需再多加額外光罩。模擬方

面則使用Medici 與 Davinci 電性模擬軟體，對傳統 LIGBT 結構以及兩種改善結

Design and Structure Improvement of 700V LIGBT

for application of Power IC

Student: Yi-Ting Li Advisor: Dr. Lon-Kou Chang

National Chiao-Tung University

Abstract

The power integrated circuit (PIC) combines high-voltage power devices with low-voltage circuit on a chip. PICs provide total solutions for the implementation of power systems. The Lateral insulated-gate bipolar transistors (LIGBTs) have the lateral structures that make them the promising power devices for PIC applications due to their high breakdown voltage, high current handling capability, and applicable isolation capability. In the primitive LIGBT, the principle of RESURF (Reduced Surface Field) is applied in the improved LIGBT to obtain high breakdown voltage. However, in the LIGBT the existence of abundant internal minority-carriers injected within the on state will delay the turn-off time about 10µs. The slow switching speed makes the applications of the primitive LIGBTs be limited seriously. Therefore, the improved LIGBT structure are studied and developed in this thesis. Thus, the shorted-anode LIGBT and the segmented-anode LIGBT are utilized for decreasing the turn-off time from 10µs down to 200ns. But they also increase the value of on resistance and onset voltage, where the segmented-anode LIGBT has lower value of on resistance and onset voltage. Furthermore, the segmented-anode can save 20~30% device area from shorted-anode LIGBT. This thesis also presents the design procedures of process parameters. The improved structures and the primitive structure can be used for the fundamental process in Taiwan and do not need any other masks. Through the aid of Medici and Davinci computer aided design tool, the primitive structure and two improved ones are simulated.

誌謝

首先感謝指導教授張隆國 博士在這兩年內對學生在專業學理的啟發及為 人處事的建議，在此表示最誠摯的敬意。 感謝口試委員廖德誠 教授、林君明 教授、陳科宏 教授及張隆國 教授對 本論文內容的斧正與建議，使本論文更加完善，於此致上由衷的感謝。 感謝銘信學長和嘉偉學長在論文的撰寫以及專業知識的討論方面，給予我 相當大的幫助，使得本研究進行順利與完成，另外致暉學長平時熱心的幫助，在 論文研究方面給予不少助益。而宴銘學長、如璇學姊以及實驗室815 各學長在其 他方面的指導，幫助良多。 感謝我的的父母與兄弟對我的支持、關懷與鼓勵，使我無後顧之憂，得以 專心求學完成學業。僅將本論文獻給我所敬愛的家人。 在同窗同學柏蒼、文昇與彥廷等的支持下，完成本論文，僅以此文之研究 成果表達吾人無盡的感激。 李奕廷 謹誌於交通大學 815 實驗室 中華民國九十五年七月

目錄

中文摘要 i 英文摘要 ii 誌謝 iii 目錄 iv 圖例 vi 表目錄 x 第一章 緒論...1 1.1 前言...1 1.2 研究目的與動機...1 1.3 論文架構...3 第二章 元件理論與特性...4 2.1 前言...4 2.2 功率元件選擇...5 2.3 回顧 LIGBT 的發展...7 2.4 元件耐高壓與操作原理...11 第三章 LIGBT 元件結構參數估算...30 3.1 RESURF 形成分析 ...30 3.1.1 定性分析...30 3.1.2 定量分析...32 3.2 LIGBT 結構規劃與參數估算...39 3.2.1 傳統 LIGBT 結構規劃...40 3.2.2 磊晶層參數估計...41 第四章 LIGBT 的改善結構設計...47

4.1 傳統 LIGBT 結構...47 4.2 陽極短路結構...50 4.3 間斷式陽極與間斷式陰極結構...55 4.4 間斷式陽極結構...57 第五章 元件參數設計、特性模擬與分析...61 5.1 傳統 LIGBT 結構的模擬與分析...61 5.2 LIGBT 結構改善的模擬與分析...79 5.2.1 陽極短路結構模擬與分析...80 5.2.2 間斷式陽極結構模擬與分析...85 5.3 改善結構的比較...92 第六章 結論與展望...97 6.1 結論...97 6.2 展望...98 參考文獻...99

圖例

圖2.1 IGBT 功率元件結構圖 ...5 圖2.2 P 型井與 P 埋藏層結構圖 ...7 圖2.3 自行對準溝槽式結構圖...8 圖2.4 溝槽式閘極結構圖...9 圖2.5 陽極短路結構圖...10 圖2.6 間斷式陽極結構圖...11 圖2.7 基納崩潰示意圖...12 圖2.8 空乏區載子衝擊游離示意圖...13 圖2.9 RESURF 示意圖 （a）低偏壓（b）高偏壓...16 圖2.11 垂直與橫向 IGBT 結構圖 ...18 圖2.12 LIGBT 元件結構等效組成...19 圖2.13 LIGBT 元件結構等效電路圖...19 圖2.14 LIGBT 橫向電場示意圖...21 圖2.15 穿透二極體示意圖...22 圖2.16 LIGBT 橫向電場示意圖...23 圖2.17 接面空乏區示意圖（a）淺摻雜（b）深摻雜...24 圖2.18 浮接場環結構示意圖...25 圖2.19 浮接場環放置示意圖...25 圖2.20 場板結構示意圖...26 圖2.21 場板覆蓋結構說明圖...27 圖2.22 IGBT 結構電阻分佈圖 ...28 圖2.23 LIGBT 結構電阻分佈圖...28 圖3.1 RESURF 電場分布示意圖 ...31

圖3.2 RESURF 結構示意圖 ...33 圖3.3 組成 RESURF 結構的橫向與縱向二極體 ...33 圖3.4 空間電荷分享示意圖...35 圖3.5 降低表面電場示意圖 （a）降低的表面電場（b）崩潰電壓提升...37 圖3.6 傳統 LIGBT 元件結構定義圖...40 圖3.7 橫向與縱向崩潰電壓曲線圖...43 圖3.8 RESURF 結構的崩潰電壓曲線圖 ...44 圖3.9 不同磊晶層厚度的 RESURF 電壓曲線圖 ...45 圖3.10 崩潰電壓相對於磊晶層厚度的關係曲線圖...45 圖4.1 傳統 LIGBT 結構圖與俯視圖...48 圖4.2 陽極短路結構規劃圖與俯視圖...51 圖4.3（a）陽極短路結構電流路徑圖（b）陽極短路結構等效電路...52 圖4.4 負電阻示意圖...53 圖4.5 間斷式陽極與間斷式陰極結構圖 （a）結構圖（b）俯視圖...56 圖4.6 間斷式陽極結構規劃圖 （a）結構圖（b）俯視圖...58 圖4.7 斷式陽極結構的電子流與電洞流路徑圖...59 圖5.1 LIGBT 模擬結構規劃圖...62 圖5.2 漂移區長度與崩潰電壓之相關性...63 圖5.3 閘極端電極覆蓋長度與崩潰電壓之相關性...64 圖5.4 陽極端電極覆蓋長度與崩潰電壓之相關性...65 圖5.5 磊晶層厚度與崩潰電壓之相關性...66 圖5.6 磊晶層厚度 5(µm)與崩潰電壓之相關性...67 圖5.7 磊晶層厚度 10(µm)與崩潰電壓之相關性...67 圖5.8 磊晶層厚度 15(µm)與崩潰電壓之相關性...67 圖5.9 磊晶層濃度與崩潰電壓之相關性...69 圖5.10 磊晶層濃度與導通電阻之相關性...70

圖5.11 磊晶層厚度與導通電阻之相關性...70 圖5.12 漂移區長度與導通電阻之相關性...71 圖5.13 RESURF 現象時的表面電場分布情形 ...73 圖5.14 RESURF 現象時元件電位分布情形 ...73 圖5.15 RESURF 現象時的空乏區分布情形 ...74 圖5.16 傳統 LIGBT 臨界電壓 Vth特性曲線圖...75 圖5.17 傳統 LIGBT 的 I-V 特性曲線圖 ...76 圖5.18 傳統 LIGBT 不同 VG的I-V 特性曲線圖...76 圖5.19（a）切換電路圖（b）閘極電壓輸入波形定義圖...77 圖5.20 閘極電壓輸入波形圖...78 圖5.21 陽極端切換電流波形圖...78 圖5.22 傳統 LIGBT 元件關閉時電流波形圖...79 圖4.23 陽極短路結構的 I-V 特性曲線圖...80 圖5.24 陽極短路結構在不同 VG時的I-V 特性曲線圖 ...81 圖5.25 陽極短路結構在不同 Ln值時的Onset Voltage ...82 圖5.26 陽極短路結構在元件關閉時電流曲線圖...83 圖5.27 陽極短路結構在不同 Ln值時的關閉電流曲線圖...83 圖5.28 陽極短路結構在 Current_tail 時的電子流分布圖 ...84 圖5.29 陽極短路結構在 Current_tail 時的電洞流分布圖 ...84 圖5.30 間斷式陽極結構的 I-V 特性曲線圖...86 圖5.31 間斷式陽極結構在不同 VG時的I-V 特性曲線圖 ...86 圖5.32 間斷式陽極結構在不同 Ln值時的Onset Voltage ...87 圖5.33 間斷式陽極結構在元件關閉時電流曲線圖...88 圖5.34 間斷式陽極結構在不同 Ln值時的關閉電流曲線圖...89 圖5.35 間斷式陽極結構在 Current_tail 時的電子流分布圖（俯視圖） ...89 圖5.36 間斷式陽極結構在 Current_tail 時的電洞流分布圖（俯視圖） ...90

圖5.37 間斷式陽極結構在 Current_tail 時的電子流分布圖（側面圖） ...90 圖5.38 間斷式陽極結構在 Current_tail 時的電洞流分布圖（側面圖） ...91 圖5.39 兩種改進結構的崩潰電壓比較圖...92 圖5.40 兩種改進結構的 Onset voltage 比較圖 ...93 圖5.41 兩種改進結構的電流密度比較圖...93 圖5.42 兩種改進結構的導通電阻比較圖...94 圖5.43 兩種改進結構的關閉時間比較圖...94 圖5.44 兩種改進結構的元件面積比較圖...95 圖5.45 間斷式陽極結構面積相對於陽極短路結構面積的比值（百分比）...96

表目錄

表1.1 良好功率元件特性...2 表3.1 傳統 LIGBT 元件結構參數表...41 表3.2 估算耐壓相關參數表...42 表3.3 結構參數規劃表...46 表4.1 LIGBT 尺寸參數規劃表...49 表4.2 LIGBT 濃度參數規劃表...49 表4.3 陽極短路結構補充尺寸參數規劃表...52 表4.4 間斷式陽極結構補充尺寸參數規劃表...57 表5.1 LIGBT 尺寸參數表...62 表5.2 LIGBT 濃度參數表...63 表5.3 LIGBT 設計參數結構表...72 表5.4 傳統 LIGBT 結構模擬結果表...79 表5.5 陽極短路結構模擬結果表...85 表5.6 間斷式陽極結構模擬結果表...91

第一章 緒論

1.1 前言

功率半導體元件在電力電子領域方面有廣泛的應用，近年來由於電力電子 技術的進步，使得許多相關的產業成長與發展，如馬達控制、電動汽機車、照明 設備、變頻器與家電用品等，範圍涵蓋工業、通訊與交通等領域，而這些產品使 我們日常生活更為便利。由於功率元件具有耐高壓與高電流的特性，加上高功率 處理能力的相關產品亦不斷改進中，使其在積體電路的應用上也逐漸受到重視。 若能配合近年來越趨成熟的製程技術，將功率元件整合成智慧型功率積體電路 （Smart Power Integrated Circuit）[1][2]，使其功能上能更加完整，則未來將有助 於提升應用層面。

1.2 研究目的與動機

由於電力電子產品通常需要適當的控制電路，而Smart Power IC 即是將功 率電晶體與控制電路整合於同一晶片上，然而，在達到電路積體化的前提下，傳 統垂直式的功率元件必須要改成橫向式結構，如此才能將高低壓整合於同一個晶 片上。這樣的做法有兩項主要優點： （1） 體積方面：電路積體化後，各個分立的元件集中在同一晶片上，省去許多 額外的包裝與線路連接，就體積上比分立元件來得小。 （2） 成本方面：在工廠大量生產下，晶片生產成本將比分立式元件來得低。 一般來說，高低壓整合比較常使用的積體電路結構有兩種，一種是由磊晶矽 （Epitaxy layer-Si）製作而成，本文便是利用此種積體電路結構。而另外一種架

構則是利用SOI 晶片（Silicon on insulator）所製成[3]。此兩種架構均可使高壓

元件與低壓控制電路結合。而前者所使用的隔離技術為接面隔離（Junction

高低壓元件進行隔離。 理想的功率元件應具有容易操作、能操作在高功率與高頻率的環境，並且 低損耗功率的特性。而未來功率元件的發展將朝此目標前進，表1.1 便是一個理 想功率元件應具有的特性。 表1.1 良好功率元件特性 元件驅動 具備低電壓驅動與簡單的驅動電路。 切換速度 可操作頻率要高，切換速度快。 操作功率 需有耐高壓與承載大電流的能力，其安全操作區域 （Safe Operating Area 簡稱 SOA）要大。

功率損耗 需有低漏電功率消耗、低導通功率消耗以及低切換 功率消耗特性。 功率元件中的LIGBT 便具有上述優點，其利用閘極端控制電路，使得驅動 元件簡單並且不需要輸入電流。並且具有耐高壓與高電流的特性，使其在適合應 用於高功率處理的產品。導通電阻方面，LIGBT 有傳導調變效應，使得導通電 阻較小，得以降低導通功率損耗。然而，在操作頻率方面，由於 LIGBT 是利用 多數載子與少數載子來傳導電流，因此，在元件關閉時，會有少數載子囤積的現 象，使得元件切換速度只能在幾十KHz 的量級。另外 LIGBT 由於結構的關係， 有寄生閘流體的存在，有閂鎖效應的問題。 雖然LIGBT 具有上述良好功率元件的多項優點，然而，在操作頻率上的特 性依然需要改進。因此，本文以元件耐壓700V 為目標下，選用具有耐高壓與高 電流特性的 LIGBT 為主要研究元件，希望能夠針對操作頻率上的缺點，進行元 件結構的改善，使元件達最佳設計。

1.3 論文架構

其中第二章我們將回顧LIGBT 元件的發展，有助於瞭解元件改良的目標， 確定研究方向，並且對元件工作的原理加以探討，藉此更進一步瞭解元件特性。 第三章主要是對元件耐高壓原理進行探討，並且以定量分析的方法估算元件參數 設計的範圍，提供模擬時明確的方向來符合耐壓規格。第四章為針對元件關閉延 遲現象，進行元件結構改善設計。第五章為模擬結果與討論，利用軟體模擬的結 果驗證元件結構改善的設計方法。最後第六章為結論與未來展望。

第二章 元件理論與特性

2.1 前言

功率半導體元件在電力電子領域扮演著重要的角色，它具有耐高壓、高電流 的特性。功率元件的發展，隨著時間的推進，製造的技術隨之逐步改良，在積體 電路應用上也逐漸受到重視。雙極性功率電晶體（Bipolar Power Transistor）在 1960 年代時期被發展出來，其操作功率的表現上相當出色，但由於雙極性功率 電晶體切換頻率稍低而限制了功率電晶體的應用範圍。1970 年代後，利用 MOS 技術發展出的功率場效應電晶體（Power MOSFETs），它具有較高的頻寬、高耐 壓與高輸入組抗的特性。在這些優點下，Power MOSFETs 取代 Bipolar Power Device 成為中低功率、高頻切換系統中的主流功率元件。但是由於受到元件本身 特性的限制，Power MOSFETs 在導通電流的能力的並不理想。直到 1980 年代絕 緣閘控電晶體（Insulated Gate Bipolar Transistor，簡稱 IGBT）被發展出來，其具

備Power MOSFETs 的高輸入阻抗特性並兼具 Bipolar Power Transistor 高電流承

載能力的特性，使得功率元件的應用更為廣泛。

以垂直功率元件（Vertical Power Device）為例，如圖 2.1（a）所示的元件結 構，在陽極（Anode）和陰極（Cathode）之間存在著一層低摻雜的區域，稱之為 漂移區（Drift Region）。當功率元件由導通切換至關閉的時候，跨在陽極與陰極 兩端的高電壓會造成PN 接面出現空乏區並且向漂移區延伸。由於漂移區中的空 乏效應，原本在PN 接面形成的電場（Electric field）便往漂移區分散而降低，功 率元件的設計便是藉由這種降低電場強度來達到承受高電壓的效果。因此若要使 功率元件可以承受至上百伏特甚至上千伏特的話，便需要數十或數百微米（μm） 的漂移區厚度。然而，元件結構使得電極必須附加於晶圓（Wafer）底部，使得 垂直功率元件在與低電壓的控制電路晶片的整合技術發展上受到限制，所以目前 垂直結構的功率元件多屬分立式元件（Discrete Device）。

(a) (b)

圖2.1 IGBT 功率元件結構圖

為了整合功率元件與控制電路於同一晶片上，傳統垂直式的功率元件必須改 成橫向式的結構。因此有了橫向絕緣閘控電晶體（Lateral Insulated Gate Bipolar Transistor，簡稱 LIGBT）的出現，如圖 2.1（b）所示。

本章先將垂直式IGBT 與橫向式 LIGBT 進行比較，於發展 Smart Power IC

的目標下，選擇適合的元件。接著，我們回顧 LIGBT 的結構與發展，藉此瞭解 元件改良的目標並檢視這領域已有的成就。最後，對將所運用的理論分析與公式 進行說明。如此一來，對整個元件性質將有充分的瞭解。

2.2 功率元件選擇

由於電路積體化之後，可以除去額外的線路連接或包裝，在大量生產下可以 節省生產成本，所以未來趨勢將朝此方向發展。雖然IGBT 元件在高耐壓以及高 電流承載有優越的表現，但是因為受到其結構方面的限制，對於晶片整合方面的 發展比較不利，而LIGBT 的出現使得晶片整合發展得以推進，因此 LIGBT 還在 研究發展中，希望能和低壓控制電路完成隔離與整合，對於發展智慧型功率積體 電路將可跨進一大歩。以下就 IGBT 與 LIGBT 的各方面特性作一比較，使我們

對其差異與應用將有進一歩的瞭解。 在耐壓方面看來，兩種功率元件結構雖不同，但主要都是利用接面空乏區的 電場積分的機制來承受耐壓，因此為了提高耐壓能力，均以增大電場積分主，而 IGBT 的增大電場積分只要加厚漂移區厚度便能夠增加空乏區以提升電場積分， 但是此方法在LIGBT 卻不可行，因而得倚賴 RESURF 理論來使漂移區完全空乏 來達到高耐壓效果。另外，兩種元件均加入了 N 型緩衝層來達到穿透二極體的 效果以改變電場形狀，不僅加大電場積分面積還可節省元件面積。除此之外， IGBT 由於元件的厚度與形狀，最大耐壓可達幾千伏，屬於良好的耐壓元件，但 是LIGBT 卻受到 RESURF 技術誤差大而且製程不易，所以最高耐壓只有一千多 伏。 從導通機制方面來看，兩者皆是閘極控制的元件，對於驅動電路較為簡單。 IGBT 元件屬於縱向結構的因素，導通電流較大，而 LIGBT 元件由於橫向結構限 制，導通電流較小。除此之外，由於混合多數載子和少數載子來傳導電流，兩者 在關閉時均有少數載子殘留的現象，操作頻率低。另外，寄生電晶體的存在，使 IGBT 與 LIGBT 均有閂鎖效應的問題。因此兩者改善方面應該著重於操作頻率與 降低閂鎖效應。 在隔離方面來看，IGBT 元件屬於縱向結構的關係，元件大多用於分立式結 構，不需考慮隔離的問題，而 LIGBT 元件為了與低壓控制電路整合，需要額外 設計隔離結構或電路，另外也需要注意漏電流的控制。 在整合方面來看，由於IGBT 元件在底層有加入電極的關係，對於整合上有 所限制，而 LIGBT 元件已經屬於橫向結構元件，可以與低壓電路整合，但是必 須有良好的隔離技術。 綜合以上兩種元件各方面的比較，雖然 IGBT 在耐壓與導通電流方面優於

LIGBT，但是以發展 Smart power IC 為目標來看，必須能夠和低壓控制電路進行

2.3 回顧 LIGBT 的發展

LIGBT 存在兩個主要缺點。一是元件內部寄生的 NPN 電晶體，當元件電流 高至某值時便會使元件內部寄生的NPN 電晶體導通形成元件內部正回授效果， 造成元件完全導通無法控制，此現象稱為閂鎖效應（Latch-up）。另一缺點為當 元件由導通切換至截止（Cut-off）時，大量的少數載子只能藉由複合及擴散而緩 慢消退，延緩了元件關閉的時間，而這些少數載子殘留的問題，限制了元件的操 作速度。 2.3.1 閂鎖效應的防治 LIGBT 一旦發生閂鎖效應則失去控制電流的能力。其成因在於 P+陽極注入 漂移區的電洞流經過 N+陰極下方的區域產生壓降造成寄生 NPN 電晶體（N+

cathode, P-base, N-drift region）的導通，並且與橫向 PNP 電晶體（P+ anode, N-drift,

P-base）形成正回授的效果引發極大的電流。以下就以改善上述問題的元件結構 進行說明。

（1） P 型井和埋藏層結構（P+ sinker and P-buried layer structure）

圖2.2 P 型井與 P 埋藏層結構圖

基極（P-base）層的阻值，而 P 基極層下方為 P 型埋藏層（P-buried layer），主要

用來吸引電洞流經此處，導向P+ sinker 層，而流經 P 基極層的電流則變少，減少

導通寄生NPN 電晶體 B-E 兩端的電壓降，以降低閂鎖效應的發生。然而，這樣

結構會多增加P+ sinker 層與 P 型埋藏層兩道光罩。

（2）自行對準溝槽式結構（Self-aligned trench structure）

圖2.3 自行對準溝槽式結構圖

在圖2.3 的結構中[8]，元件在 N+陰極端形成氧化層後，利用蝕刻（Etching）

的方式，形成一個垂直凹槽，使得陰極端金屬層可以同時接觸到N+與P-base 層，

縮短了電流流經 P-base 層的距離而減少電壓降，由於其製程使用自行對準

（3）溝槽式閘極結構（Trench Gate Structure） 圖2.4 溝槽式閘極結構圖 圖 2.4 所示為溝槽式閘極結構[9]，元件結構中，將陰極端與閘極端交換位 置，利用改變電流路徑的方法，使其電流並不需要經由 P-base 電阻而是直接到 達陰極，如此一來便不會產生使寄生NPN 電晶體導通的 0.7V 電壓降，閂鎖效應 便獲得改善。然而，此種元件結構在閘極製程上的準確度，是比較不容易掌控的 部分。 2.3.2 操作頻率提升 LIGBT 元件由導通切換至關閉的時候，大量的少數載子藉由複合與擴散而 緩慢消退，延緩了元件關閉的時間。由於沒有路徑可以快速疏通遺留下來的少數 載子，限制了元件的操作速度，導致 LIGBT 無法在高頻操作。以下便對可改善 上述現象的元件結構進行說明。

（i）陽極短路結構（Shorted anode structure） 圖2.5 陽極短路結構圖 在圖2.5 的結構中[10]，為了加速移除少數載子的殘留，在 P+陽極旁邊多加 一個N+的區域。在未加入N+陽極的情況下，當元件從導通切換至關閉時，少數 載子會殘留於漂移區，此時並無一順向PN 接面路徑提供少數載子移除，只能靠 復合與擴散電流慢慢消退。所以當加入 N+陽極的時候，便提供了少數載子由漂

移區（N-drift region）經過 N 型緩衝層（N-buffer layer）到達 N+陽極的路徑來移

走，藉此提升元件切換速度。此種元件結構的優點在於製程上不需要再額外加入 光罩。

（ii）蕭特基陽極結構（Schottky Injection FET，簡稱 SINFET）

蕭特基陽極結構主要是將陽極的 PN 接面置換成蕭特基二極體（Schottky Diode），此元件被稱為 SINFET[11]。元件導通時，蕭特基接面會注入適量少數 載子來傳導調變，所以當元件切換至關閉的時候，由於累積的少數載子受到傳導 調變作用並未累積太多，因而減少移走少數載子的時間，提升元件操作速度。另 外由於蕭基接面順向跨壓較傳統元件小，所以也降低了元件導通時所消耗的功 率。

（iii）間斷式陽極結構（Segmented anode structure） 圖2.6 間斷式陽極結構圖 圖2.6 所示為間斷式陽極結構圖[12]，此種結構是由傳統 LIGBT 的元件結構 沿著寬度方向，將部分的P+陽極置換成N+陽極便形成間斷式陽極結構。當元件 由導通切換至關閉時，N+陽極區域提供了少數載子由漂移區經過 N 型緩衝層移 走的路徑，使得元件切換速度獲得改善。此種結構還有其他優點，即移除電子所 使用的N+陽極面積較小，因此使得元件所需的面積得以減少。

2.4 元件耐高壓與操作原理

2.4.1 元件崩潰原理 功率元件之所以可以耐高壓是由於PN 接面對於逆向偏壓的承受能力，但是 當逆向偏壓超過其所能承受的範圍時，PN 接面的空乏區便會發生崩潰現象，而 接面尚未崩潰前所能承受的最大電壓稱為崩潰電壓（Breakdown Voltage，簡稱 BV）。因此，對於元件耐壓的程度乃功率元件設計的一項重點。基本上，崩潰機 制可以分為單一接面的基納崩潰（Zener breakdown）[13]、雪崩崩潰（Avalanche

breakdown）與雙接面的穿透崩潰（Punch-through breakdown） [14]，以下便逐 一進行說明： （i）基納崩潰（Zener breakdown）： 圖2.7 基納崩潰示意圖 基納崩潰是透過一種穿隧機制而發生在高度摻雜的PN 接面之中。在一個高 度摻雜的接面之中，其處於逆向偏壓時，接面兩邊之的傳導帶（Conduction band） 與價帶（Valance band）會非常的接近，使得在 P 型區的價帶之中的電子可以直 接穿隧至N 型區的傳導帶之中而發生崩潰，如圖 2.7 所示。一般來說，基納崩潰 的崩潰電壓都不高，通常在於六伏特以內，大多用於低壓穩壓電路裡。在功率元 件設計方面，應盡量避免此種崩潰現象的發生。 （ii）穿透崩潰（Punch-through breakdown）： 當 PN 接面兩邊被施予逆向偏壓時，空乏區隨之形成並且承受其逆偏的電 壓。隨著逆向偏壓提高，空乏區長度也隨之增加，當空乏區已經無法擴張而碰觸 到另一個接面的時候，便使得空乏區彼此相連形成連續的接面，造成電流可以沒 有阻礙的直接通過，此現象稱為穿透崩潰。要避免穿透崩潰的發生，只要提供足

夠讓空乏區延伸的空間即可。 （iii）雪崩崩潰（Avalanche breakdown）： 考慮一個PN 半導體在兩邊均非重摻雜的清況下，給予 PN 接面逆向偏壓， 則空乏區內的載子會由熱游離（Thermal-generation）或從準中性區（Quasi-neutral region）漂移，此時受到因逆偏電壓產生的接面電場而加速，當電場大至可以提 供載子足夠的動能，使得原子內的電子由價帶（Valance band）躍升至傳導帶 （Conduction band），在這樣的過程中，稱為衝擊游離（Impact ionization）[14]。 在空乏區內載子衝擊的過程中，會產生新的電子-電洞對（Electron-hole pairs）， 這些新產生的電子-電洞對會因為電場作用下往相反方向移動，造成逆向偏壓電 流增加，而此時如果新產生的電子-電洞對又獲得足夠的能量來解離其他的原 子，若這樣的現象持續重複，便會引發雪崩般的效應，所以稱之為雪崩崩潰。這 也是一般功率元件主要的崩潰機制。 圖2.8 空乏區載子衝擊游離示意圖 載子在空乏區游離的過程中，所產生電子-電洞對的程度，定義為游離係數 （Ionization coefficients），其中αn 與αp 分別代表電子與電洞的游離係數，αn 表示電子在空乏區內沿著電場反方向進行一公分所產生的電子-電洞對數量，同

理αp 亦表示電洞在空乏區內沿著電場方向進行一公分所產生的電子-電洞對數 量。如圖2.8 所示，元件兩端被施予逆向偏壓而產生接面電場，假設在空乏區位 置x 處產生了一個電子-電洞對，電子-電洞對會受到此電場的作用而加速，電子 往N+區域移動，電洞則往 P 區域移動，假設經過一段距離 dx 後，電子衝擊晶格， 每次衝擊產生電子-電洞對的概率為（αn·dx），一樣的情況下，每次電洞衝擊也 有（αp·dx）的概率產生電子-電洞對，而新產生的電子-電洞對又經過一連串衝 擊晶格反應後，會產生M(x)倍的電子-電洞對增值率。因此，從座標 x 的連鎖游 離而產生的增值率可以由下列式子來得到[14]：

∫

+

∫

+ = x w x p nM x dx M x dx x M 0 ) ( ) ( 1 ) ( α α （2.1） 其中，w 為空乏區的寬度，對其等號兩邊微分之後得到 ) ( ) ( ) ( x M dx x dM p n α α − = （2.2） 解此微分方程式，得 ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ − =

∫

x p n dx M x M 0 ) ( exp ) 0 ( ) ( α α （2.3） 代回原式，得x=0 的解為 1 0 0 ) ( exp 1 ) 0 ( − ⎪⎭ ⎪ ⎬ ⎫ ⎪⎩ ⎪ ⎨ ⎧ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ − − =

∫

∫

w w p n p dx dx M α α α （2.4） 故

(

)

(

)

∫

∫

∫

⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ − − ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ − = w w p n p x p n dx dx dx x M 0 0 0 exp 1 exp ) ( α α α α α （2.5） 此處我們稱M(x)為增值係數（Multiplication coefficient），觀察（2.5）式， 注意分母的部分，當分母為零的時候，也就是說全部的電子-電洞對 M(x)或通稱 為增值係數趨近於無限大的時候，便會發生崩潰現象，所以崩潰條件為

(

)

1 exp 0 0 = ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ −

∫

∫

w w p n p α α dx dx α （2.6） 此式又稱為游離積分（Ionization integral），在模擬與接面崩潰理論公式的推導， 為一重要公式。此積分值在數值分析中可以知道何時會發生崩潰。而一般在用這 樣的公式時，我們為了方便運算，會令 α α α_n = _p = （2.7） 所以

∫

⋅ = w dx 0 1 α （2.8） 其中α =1.8×10−35⋅E7。因此，通常我們會利用游離積分來判斷元件何時發生崩 潰，即游離積分值趨近於1 的時候，或說是增值係數趨 M(x)近於無限大的時候， 元件便會發生崩潰。

2.4.2 降低表面電場原理（Reduced Surface Field，簡稱 RESURF）

由於IGBT 為一垂直結構的元件，其耐壓方面便是靠加厚磊晶層（Epitaxy）

來提升元件耐壓，但是如此也會增加元件的導通電阻。然而，LIGBT 是一個橫 向結構的元件，相同的方式已經不再適用。因此，橫向結構的元件在耐壓方面主 要是利用降低表面電場原理（Reduced Surface Field，簡稱 RESURF）[15][16]來 提升元件耐壓。因其具有使用較薄的磊晶層便能達到耐高壓的優點，所以在高壓

元件的設計上常常使用RESURF 原理。

RESURF 的精神在於它能夠使漂移區完全空乏（Fully depleted），為此捨棄 以往所使用的厚磊晶層而改用較薄的磊晶層。由於基底和漂移區接面的空乏區往

上向漂移區延伸，加上P 基極區和漂移區之間的空乏區亦往漂移區延伸，兩邊空

乏區綜合的效果使得漂移區的空乏區長度大幅增加，改變接面電場的形狀，並且 降低表面電場的強度達到耐壓的效果。

圖2.9 RESURF 示意圖 （a）低偏壓（b）高偏壓 圖2.9 所示為一 RESRUF 結構，我們對其兩端施加電壓，而高電壓接在陽 極端（即N+端）上。當陽極端電壓為低偏壓時，P 基極區（即圖 2.9 中的 P+區） 與N 型漂移區（即圖 2.9 中的 N-epi 區）接面產生空乏區，由於元件跨壓不大， 尚未看得出元件的耐壓效果，最大電場則發生在P 基極區/N 型漂移區接面處。 隨著陽極電壓的提升，P 基極/N 型漂移區接面的空乏區延伸與下方 P 基底 /N 型漂移區接面的空乏區連接起來，往整個漂移區延伸。當漂移區被完全空乏 之後，電場出現近似梯形形狀，這時候的電場積分便是元件承受電壓的大小，只

要電場雙峰的部分均低於臨界電場（Critical electric field）EC值，元件便不會發

生崩潰。

為了要讓漂移區完全空乏是RESURF 的主要精神，所以漂移區便是非常重

要的一塊區域，因為它的厚度或是摻雜濃度，都會影響整個元件耐壓的能力，如

便是首先要著手的部分，最佳化的參數可以使漂移區完全空乏，使得兩個電場峰 值相近似，如此電場積分的面積才會大，以提升元件耐壓程度。

（a）N-epi 濃度高（b）N-epi 濃度高（c）最佳 N-epi 濃度

圖2.10 漂移區濃度對 RESURF 的影響 另外要注意的地方是，當陽極電壓提升的時候，空乏區在漂移區中延伸， 會造成空乏區曲率過大而導致電場提早崩潰，根據邊緣電場擁擠效應的理論下， 我們會加入場板（Field Plate）[14]技術於閘極端和陽極來改善此情形，至於應覆 蓋長度調整部分，在後面章節模擬時將會加以討論。 2.4.3 導通機制

LIGBT 在結構上屬於橫向式的元件結構，雖然和 IGBT 的垂直式元件結構不

同，卻是由IGBT 所衍生而來，如圖 2.11 所示。把 IGBT 位於元件底部的陽極端

改置於相對陰極端的另一邊，陽極與陰極中間依然存在著漂移區，如此便成為橫

向結構的LIGBT 了。

(a) IGBT (b) LIGBT

圖2.11 垂直與橫向 IGBT 結構圖 （i）元件導通原理 如圖 2.12 所示，在 LIGBT 元件結構中，從圖中可以看出是由 MOSFET 與 BJT 所組成，除了元件結構本身的 NMOS 與 PNP 電晶體之外，還存在著寄生電 阻RS與寄生NPN 電晶體，而 LIGBT 的整個元件結構均可以等效成如圖 2.13 所 示的等效電路。

圖2.12 LIGBT 元件結構等效組成 圖2.13 LIGBT 元件結構等效電路圖 這兩種元件也是利用閘極控制的元件，當我們對閘極（Gate）施予電壓時， 閘極下方的 P 基極區會產生反轉層形成通道，元件便從關閉切換至導通的狀態 （Turn-on），此時若陽極端有給予電壓時，電子流將會流經通道進入PNP 電晶體 的基極（即N 型漂移區）。所以當元件要導通時，NMOS 必先導通。當 BJT 基極 電流足夠使 P+陽極/N 型漂移區接面順偏時，P+陽極端便會注入大量電洞，造成 元件通過大電流，此時元件導通。當大量的電洞由P+陽極端注入N 型漂移區時， 會降低原本N 型漂移區的電阻值，使得元件導通電阻大幅下降，導通大量電流， 我們稱之為傳導調變效應（Conductivity modulation）。

等效電路圖裡的寄生電阻RS主要來自閘極下方P 基極的電阻值，元件在一 般工作的情形之下，流經電阻RS上的電流會形成電壓降，當流經RS的電流造成 的壓降足夠大時，便會使寄生的NPN 電晶體導通，並且與 PNP 電晶體造成正回 授的效果，引發大電流流經元件，無法再從閘極控制電流而失去功能，不僅電流 失去控制甚至會損毀元件或電路，此現象稱之為閂鎖效應（Latch-up）[14]。而 改善閂鎖效應最直接辦法就是降低電阻值 RS，在文獻回顧中有提到，可以改變 電流流向或陰極端電極深入 P 基極，另一個方法則是重摻雜 P 基極來降低電阻 值RS。 （ii）元件關閉特性 當元件的閘極不加偏壓或是給予逆偏壓時，通道反轉層消失，此時元件由導 通切換至關閉（Turn-off）的狀態，但在元件關閉時，大量少數載子僅能靠複合 與擴散而緩慢消退，這些少數載子遺留的關係，延緩了元件關閉的速度，其改善 方面可以參考文獻回顧部分，主要是把殘留的少數載子能夠經由其他路徑快速移 走，加快關閉速度。 元件關閉時，即使兩端有跨壓存在，由於通道無法形成，電子無法經由通道

流至PNP 電晶體的基極端，稱之為靜態特性（Static Blocking Characteristic）。此

時若繼續提高陽極端電壓，P 基極/N 型漂移區接面的空乏區隨之擴大，其內的電

場也隨之加大，載子的游離概率上升，當游離積分趨近於1 時，元件將產生崩潰

現象，此時元件陽極與陰極兩端跨壓，定義為元件崩潰電壓（Breakdown voltage，

圖2.14 LIGBT 橫向電場示意圖 P 基極/N 型漂移區接面受到逆偏電壓產生空乏區，而接面電場分布於空乏區 之中，根據帕松方程式（Poisson’s equation）[13]： s x dx x dE x d x d ε ρ φ( ) ( ) ( ) 2 2 − = − = 其中ρ(x)為空乏區體積電荷密度，ψ(x)為電位，E(x)為電場。而電壓值即電場 的一次積分，所以在逆向偏壓下，把PN 接面的電場作一次電場積分，即為接面 所承受的電壓降。因此，在圖2.14 裡面我們可以看到，在 P 基極/N 型漂移區接 面形成的近似三角形電場，將其積分即為元件所能承受之電壓。這裡需要注意的

是，接面電場峰值必須小於臨界電場（Critical electric field）EC值（EC≅ 3×105

V/cm），才不會導致接面崩潰。因為功率元件常常應用於高電壓的情況下，就電 場積分為電壓來看，在電場峰值未達臨界電場 EC值的時候，可以盡量的擴展三 角形面積來提高電場積分，也就是增加元件長度。然而元件過長會增加導通電阻 與晶片成本，若採用穿透二極體（Punch-through Diode）理論，藉著改變電場形 狀，則可達增加電場積分面積而提高耐壓的效果。 （iii）穿透二極體（Punch-through diode） 圖2.15 所示為穿透二極體示意圖[14]，有個一般 N/P+接面的二極體，假設其 輕摻雜區域長度大於其崩潰時的空乏區長度，當其接面電場峰值達 EC值前，電

場形狀近似一個三角形。若加入一段更低摻雜區域於 N 與 P+區域中，而其長度 小於原本N/P+接面二極體最大空乏區長度，這樣的一個N+/N-/P+的二極體稱為穿 透二極體。穿透二極體被施予逆偏時，N -區域完全空乏使另一N+/N-接面也產生 電場，使原本近似三角形的電場變成近似梯形電場，藉此可增加電場積分面積。 圖2.15 穿透二極體示意圖 當我們對穿透二極體N+端施予正電壓，並且逐漸開始提升，此時N-/P+接面 的空乏區往 N-延伸，電場峰值也逐漸提高，當 N-被完全空乏之後，空乏區會觸 碰到 N+/N-接面，此時由於 N-已經完全空乏形成正離子而近似 P 型區域，造成 N+/N-接面感覺起來像一 N/P 接面，因而產生新電場，只要兩個接面的電場峰值 均不超過臨界電場 EC值，便可以繼續提升電場直到形成一近似梯形電場，也增 加了積分面積。

由於穿透二極體理論不僅提升了元件耐壓，還可節省元件面積，對於功率元 件設計上幫助非常大。所以我們為了使功率元件在同樣尺寸之下能夠得到更高的 耐壓，便在其 N 型漂移區中加入一濃度稍高的摻雜區域，稱之為 N 型緩衝層 （N-buffer layer）[14][16]，使其形成 N+/N-/P+的穿透二極體，將N 型漂移區被完 全空乏時的電場形狀改變為一近似梯形，增加電場積分面積。如圖2.16 所示。 圖2.16 LIGBT 橫向電場示意圖 由圖2.16 之中，我們在靠近陽極端的 P+/ N-drift region 接面，加入一個摻雜

濃度較N-drift region 高些的 N-buffer 層，使 N-buffer/N-drift region/P-base 造成一

穿透二極體效果。此時對元件陽極與陰極兩端加入偏壓並持續提升，N-drift region

完全被空乏時，N-buffer/N-drift region 接面形成電場，原本近似三角形的電場變

成近似梯形。另外需要注意的是由於 N 型漂移區長度過長（以本文為例，大於

60um），加上空乏區的曲率和氧化層上電極等影響，電場形狀會近似為雙峰，如

2.4.4 邊緣電場擁擠效應 圖2.17 接面空乏區示意圖（a）淺摻雜（b）深摻雜 功率元件會因為電場峰值過高或空乏區型狀不佳而造成元件提早崩潰，導致 崩潰電壓下降，所以為了提高崩潰電壓，我們將對空乏區形狀的部分進行探討。 圖 2.17 所示為接面空乏區示意圖[x]。其中圖 2.17（a）為 N+淺層摻雜，當給予 PN 接面逆向偏壓時，由於摻雜深度較淺造成接面的空乏區曲率過大，使得電力 線分布較為擁擠，導致接面電場很快達臨界電場 EC值，造成元件提早崩潰，所 以崩潰電壓下降。反觀圖 2.17（b），由於 N+深層摻雜，空乏區邊緣曲率較小， 減少電力線擁擠的現象，便可以提升崩潰電壓。

若要改善上述問題，可以加入浮接場環（Floating field ring）技術，使空乏 區曲率不致於過大，便能減少空乏區電力線擁擠的現象。另外，也可以利用場板 （Field plate）技術，同樣是減少電力線擁擠現象來提升崩潰電壓。

圖2.18 浮接場環結構示意圖

圖2.18 所示為浮接場環（Floating field ring）結構[14]。功率元件在實際製

作的時候，通常在元件最外一層都會加入浮接場環，也就是在主要接面邊緣的附 近加入浮接摻雜，使原本容易導致大電場而提早崩潰的空乏區形狀，因為空乏區 互相連接的情況下，緩和空乏區曲率，減少了電力線擁擠問題而提升了崩潰電壓。 圖 2.19 所示則為浮接場環結構放置的說明，當元件在製作的時候，我們通 常會在元件最外圍加上浮接場環，由於並不需要額外的光罩，所以在實際製作方 面經常被加以應用。 圖2.19 浮接場環放置示意圖

除了浮接場環之外，還有一個降低空乏區曲率的方法，主要是利用偏壓方式 改變空乏區形狀，改善電力線擁擠的現象，稱之為場板（Field Plates）技術。 圖2.20 場板結構示意圖 圖2.20 所示為場板結構[14]， PN 接面兩端接上電極，另外在空乏區彎曲處 隔著氧化層（Oxide）再加一金屬場板。當 PN 接面被施加逆向偏壓，空乏區便 隨之形成，如空乏區形狀b 所示。此時若在金屬場板端加入正電壓，接面處的 N 區域因被空乏之後，空乏區內電荷為正離子，在金屬場板正偏排斥力作用下，造 成空乏區形狀a，其曲率更大導致電力線分布更加擁擠而形成大電場，因此容易 產生崩潰，使得崩潰電壓下降。若金屬場板偏壓給予負電壓，則空乏區的正離子 與負偏壓有互相吸引的關係，增強了空乏區而變成空乏區形狀c，達到降低空乏 區曲率的效果，空乏區內的電力線不再擁擠，因此可以提升崩潰電壓。 觀察金屬場板給予負偏壓時，恰巧與P 區域偏壓極性相同，所以在功率元件 設計上，便將兩電極相接形成 P+端延伸電極覆蓋上氧化層，如圖 2.21 所示。覆 蓋式場板的效果同樣可以減低空乏區電力線擁擠的現象，如圖中空乏區 b 的部 分，避免因為電力線擁擠的現象而使元件提早崩潰，同樣達到提升耐壓的效果。

而場板覆蓋結構不僅可以免去金屬場板的偏壓電路，還可提升電壓， 圖2.21 場板覆蓋結構說明圖 2.4.5 導通電阻 功率元件的導通電阻即元件導通時，陽極端和陰極端之間的總電阻。當功率 元件導通時，工作點操作在線性區，其導通電流與元件兩端的跨壓之間存在一比 例關係可計算出導通電阻Ron，而導通電阻影響著元件導通電流的大小。 圖2.22 所示為一垂直結構元件 IGBT，實際上元件則為左右對稱元件，一搬 來說，IGBT 導通電阻 Ron由以下幾個電阻元素組成 S D J A CH N on R R R R R R R = ₊ + + + + + 其中RN+為N+陰極的電阻值。RCH為閘極下方通道之電阻值。RA為累增電阻， 主要是由於電子從通道進入JFET 區時，產生電子流擁擠的現象所導致。由於實 際元件是以閘極為中心的左右對稱結構，閘極下方的N 型區域與兩邊陰極端下 方的P 基極區域形成 PN 接面，當逆偏時產生空乏區，會有 JFET 效應，所以此 N 型區域稱為 JFET 區，而 RJ為JFET 區電阻值。RD為N 型漂移區的電阻值。 RS為基底電阻值。

圖2.22 IGBT 結構電阻分佈圖 LIGBT 的元件結構為橫向結構，是由 IGBT 衍生而來，所以導通電阻 Ron 的組成元素與垂直結構的IGBT 差異不大，圖 2.23 標示出各電阻元素的分布，和 圖2.22 中的 IGBT 電阻分布對照後，可以觀察出橫向結構 LIGBT 的電阻元素中 沒有RJ的存在，這是因為結構改為橫向之後，寄生的JFET 效應已經不存在，所 以可以略去此電阻元素。 圖2.23 LIGBT 結構電阻分佈圖

當LIGBT 操作於線性區時，通常我們比較在意的電阻元素為通道電阻 RCH 與漂移區電阻RD，因為這兩個電阻值佔有導通電阻Ron中較重的成分。當元件 工作於低壓時，各電阻元素所占有導通電阻Ron的比例相差不多。然而，當元件 工作於高壓環境時，因為元件需要足夠的漂移區長度來提高耐壓，使得漂移區電 阻RD遠大於其他電阻元素，所以導通電阻Ron的成分幾乎落在漂移區電阻RD 上，因此在高壓的功率元件中，在考慮導通電阻時大多著重於漂移區電阻。

第三章 LIGBT 元件結構參數估算

由於 LIGBT 元件結構參數眾多，必須先固定某些參數，才能得知特定參數 對於元件電性之影響，進而做出調整。本章節主要在於規劃傳統 LIGBT 結構並 且取得所需之結構參數，以便於後面章節模擬時，有明確的著手點來探討結構參 數對LIGBT 元件特性的影響。往後章節裡，我們將會針對傳統 LIGBT 元件操作 頻率方面的缺點，依據此章節所規劃出的傳統 LIGBT 結構來進行改良，未來將 和傳統 LIGBT 結構作一比較，希冀找出元件最佳化之設計。然而，在規劃傳統 LIGBT 結構參數之前，我們先分析高壓元件的結構特性，使得在規劃結構參數 時有參考依據。因此，以下我們便先對高壓元件結構進行分析與說明。

3.1 RESURF 形成分析

LIGBT 元件的結構裡，影響耐壓最重要的部分便是磊晶層，而磊晶層的重 要參數中，影響耐壓較為重要的便是其濃度與厚度。因此，我們先對其進行定性 分析，瞭解磊晶層在耐壓上的影響，接著，再進行定量分析，估算出磊晶層相關 重要參數，以便於未來元件的模擬。橫向結構的高壓元件大多應用 RESURF 原 理來承受高電壓，例如 LIGBT 元件或 LDMOSFET 元件。因此，以下分析的重 點便著重於RESURF 形成的分析。 3.1.1 定性分析 考慮一個可形成RESURF 的結構，如圖 3.1 所示[15]，此基本結構包含低摻 雜濃度的P-基底，其上方有一低濃度的N-磊晶層，而左端一P+區域連接N-磊晶 層與 P-基底。此結構可以看成兩個部分所組成：一個橫向二極體（垂直 P+/N-接 面）與一個縱向二極體（水平N-/P-接面）。由於摻雜濃度的安排，使得縱向二極 體的崩潰電壓可達上千伏特，並且大於橫向二極體的崩潰電壓。元件耐壓便是由

橫向與縱向二極體的耐壓來決定。縱向二極體已經可達上千伏特，若橫向二極體 要達耐高壓的功能，則需要利用RESURF 的原理，而其效果與磊晶層厚度相關。 圖3.1 RESURF 電場分布示意圖 （a） 厚磊晶層 （b）薄磊晶層 （c）薄磊晶層（最佳厚度） 對於厚磊晶層來說，橫向二極體 P+/N-接面的空乏區不會受到縱向二極體 N-/P-接面的影響，所以此時元件的崩潰電壓，將由承受電壓能力較差的橫向二極

體 P+/N-接面來決定，如圖 3.1（a）的電場分布所示。橫向與縱向二極體空乏區 重疊的陰影區域為Q1，根據電中性的原理，Q1 的正電荷被 P-基底空乏區的負電 荷抵消，此時，橫向二極體的空乏區因為被扣去Q1 部分而使得對橫向二極體有 貢獻的空乏區有效高度heff變小，但是橫向二極體的空乏區為了維持電中性將會 向漂移區延伸一塊區域，使得其上的電荷量 Q2 等於被抵消掉的 Q1。當磊晶層 夠厚的時候，Q2 涵蓋的範圍未達磊晶層的表面，則橫向二極體的表面耐壓仍和 單純只有橫向二極體結構時的耐壓一樣的低。 當磊晶層逐漸變薄，如圖3.1（b）所示，縱向二極體 N-/P-接面的空乏區對 於橫向二極體 N-/P+接面的空乏區加強的程度越來越大。因此，在施加同樣的電 壓下，延伸的範圍Q4 已達磊晶層的表面，使得表面空乏區往橫向加長，造成表 面的電場降低，所以此元件便可以承受更高的電壓。理論上，當磊晶層在某個厚 度的時候，而且漂移區長度足夠時，已降低的表面電場（REduced SURface Field）

將不會達到臨界電場 EC值，便不必考慮表面的崩潰電壓，而此時元件的崩潰電

壓將由縱向二極體 N-/P-接面來決定，如圖 3.1（c）所示。當磊晶層被完全空乏

（Fully depleted）的時候，由於 N+層/N-磊晶層接面曲率的關係，造成電力線擁

擠，使得該處電場隨著施加電壓快速增加，造成崩潰。而通常此崩潰電壓小於縱

向二極體N-/P-接面的崩潰電壓，這種現在在磊晶層越薄時越明顯。

上述現象是由J.A. Appels 和 H.M.J. Vaes 在 1979 年所提出的原理，稱為降

低表面電場（REduced SURface Field，簡稱 RESURF）理論[15]，從此高壓元件 可以在薄磊晶層的情況下實現，在不需要很厚的磊晶層情況下便可以耐高壓，因 此，RESURF 理論常被應用在高壓元件之設計上。 3.1.2 定量分析 （i）空間電荷分享（Space-charge sharing） 如圖 3.2 所示是一般應用 RESURF 理論的高壓元件基本結構圖[17]，其中 Vapp表示外界施加的逆向偏壓。

圖3.2 RESURF 結構示意圖 此基本RESURF 結構可以視為兩個 1-D 二極體所組成：圖 3.3（a）所示的 一個橫向 P+/N-epi 二極體與圖 3.3（b）所示的一個縱向 P-sub/N-epi 二極體，而 它們都被施加同樣的電壓Vapp。 圖3.3 組成 RESURF 結構的橫向與縱向二極體 （a）橫向二極體（b）縱向二極體

圖3.3（a）中的 Xlat(Vapp)表示 P+/N-epi 接面受到 Vapp偏壓的時候，空乏區

多，因此Xlat(Vapp)近似此接面的總空乏區寬度，可以列出 epi app s app lat N q V V X ⋅ ⋅ ⋅ = 2 ε ) ( （3.1） 其中ε_s為半導體的介電常數（Dielectric constant），q 為電荷。因此空乏區延伸長 度Xlat(Vapp)所形成的電荷數為 ) ( )

( _{app epi lat app}

lat V q N X V Q = ⋅ ⋅ （3.2） 而其所相對應的接面電場可推得 ) ( 2 ) ( ) ( app lat app s app lat app lat V X V V Q V E = = ⋅ ε （3.3）

在圖3.3（a）的橫向結構裡，當橫向接面電場 Elat達到臨界電場Eclat時將產生崩

潰現象。假設此結構的漂移區長度 Ldrift 有足夠長度，因此不需要考慮穿透 （Punch-through）的情況，則接面的崩潰電壓可以寫為 epi clat s latj N q E BV ⋅ ⋅ ⋅ = 2 2 ε （3.4） 此處的 Eclat為 P+/N-epi 接面的臨界電場值（≅3×105V/cm）。而對於圖 3.3（b）

中的P-sub/N-epi 接面，Xver(Vapp)表示由 P-sub/N-epi 接面向 N-epi 延伸的空乏區

長度，可以寫為 ) ( 2 ) ( epi sub epi sub app s app ver N P N q P V V X + ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ = ε （3.5） 依照同樣方式，可以推得 ⎟ ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎜ ⎝ ⎛ + ⋅ ⋅ ⋅ = sub epi cver s verj P N q E BV 1 1 2 2 ε （3.6） 此處的 Ecver為 P-sub/N-epi 接面的臨界電場值（≅3×105V/cm）。觀察（3.4）式 與（3.6）式，比較之後可以發現，縱向二極體的崩潰電壓大於橫向二極體的崩 潰電壓，這是因為P-sub 為輕摻雜的緣故。

圖3.4 空間電荷分享示意圖

圖3.4 所示為橫向二極體與縱向二極體合併之後的空乏區電荷分布情形。當

合併之後，會有一個橫向二極體P+/ N-epi 接面與縱向二極體 P-sub/N-epi 接面所

共享的空乏電荷（Depletion charge sharing）區域 Q∆ ，即網格狀的區域部份，而

此區域的電荷可以寫為 ) ( ) ( )

(V_app q N_epi X_lat V_app V_app

Q = ⋅ ⋅ ⋅η ∆ （3.7） 其中 0 ) ( ) ( = ≥ epi app ver app T V X V η （3.8） 因此，由於縱向二極體所貢獻的電荷，使得橫向二極體的有效（Effective）電荷 Qlateff 減少了，這是因為減去縱向二極體所貢獻的電荷。所以橫向二極體的有效 電荷部分為 ) ( app lateff V Q ) ( )] ( 1 [ ) ( ) ( app lat app app app lat V Q V V Q V Q ⋅ − = ∆ − = η （3.9） 由有效電荷Qlateff可以推得其相對橫向有效電場為 ) ( app lateff V E ) ( )] ( 1 [ 2 ) ( )] ( 1 [ app lat app app app lat app V X V V V E V η η − ⋅ ⋅ = ⋅ − = （3.10） 也可以改寫為

) ( _app lateff V E s app lateff app epieff app lateff app V X V N q V X V ε ) ( ) ( ) ( 2 ⋅ ⋅ = ⋅ = （3.11） 其中 )] ( 1 [ ) ( ) ( app app lat app lateff V V X V X η − = （3.12） 2 )] ( 1 [ )

( app epi app epieff V N V

N = ⋅ −η （3.13）

上述（3.10）式至（3.13）式描述 RESURF 結構中，橫向二極體承受電壓 Vapp

時，電場與電荷分布的情形。當施加的偏壓達崩潰電壓，即Vapp=BVlatj時，電場

則表示為Elat(BVlatj)=Eclat，此時，令Nresurf=Nepieff(BVlatj)，則（3.10）式至（3.13）

便可化簡為 clat latj latj lateff BV BV E E ( )=[1−η( )]⋅ （3.14） )] ( 1 [ ) ( ) ( latj latj lat latj lateff BV BV X BV X η − = （3.15） 2 )] ( 1 [ latj epi resurf N BV N = ⋅ −η （3.16） 其中假設0<η(BV_latj)<1，上述（3.14）式至（3.16）式可以解釋如何達成 RESURF 的原理，因為有效濃度降低，使得橫向（表面）的電場降低。縱向 P-sub/N-epi 二極體的存在，使得其空乏區與橫向空乏區的交互作用下，產生空乏區電荷共享 的情況，造成在同樣崩潰電壓 BVlatj 之下，橫向空乏區擴展不少的長度，即

Xlateff(BVlatj)。所以此時，橫向 P+/N-epi 接面的電場 Elateff，比單純一維（1-D）的

橫向二極體之臨界電場Eclat還要低，因此更能承受較高的電壓，由圖3.5（a）可

圖3.5 降低表面電場示意圖 （a）降低的表面電場（b）崩潰電壓提升 而RESURF 結構中，橫向二極體接面的崩潰電壓可以由（3.14）式至（3.16）式 可以推得 2 2 )] ( 1 [ 2 latj latj resurf clat s lateff BV BV N q E BV η ε − = ⋅ ⋅ ⋅ = （3.17） （3.17）式描述出在 RESURF 現象中，橫向崩潰電壓提升的原因，如圖 3.5（b） 所示。因此，整個RESURF 結構的崩潰電壓，即表示為 ] , [ lateff verj resurf Min BV BV BV = （3.18）

上式表示RESURF 結構之崩潰電壓 BVresurf，由橫向二極體的崩潰電壓BVlateff或

縱向二極體的崩潰電壓BVver其中較小者決定之。

Eclat

Elateff(BVlatj)

Xlat(BVlatj) Xlateff(BVlatj)

Slope=qN_epi/ε_s

Slope=qN_resurf /ε_s

Eclat

Elateff(BVlatj)

Xresurf(BVlatj) Xresurf

Area=BVlatj

Area=BVlatj

Slope=qN_resurf /ε_s

Area=BVlatj _Slope=

s resurf

qN /ε

（ii）η值探討

觀察（3.8）式可以得知，η(BVlagj)所代表的意義為，縱向二極體與橫向二

極體之間電荷共享的程度。而在（3.14）式中，η(BVlagj)與電場形狀改變亦有著

重要相關性。因此，若已給定 Nepi與 Psub，則 Tepi增加會使得η值下降，使得電

場升高，崩潰電壓下降。所以η值是一個估測 RESURF 現象的一個重要參數，

而由（3.5）式與（3.8）式可知，η值與 Nepi、Tepi和Psub等參數均有相關性。下

面將對η(BV_lagj)≥0的情況做一討論。

(a) 0η(BV_lagj)=

此情形只有發生在沒有P-sub 區域的時候，即X_ver(V_app)=0。表示此結構就

是一個單純的橫向二極體。在這樣的情況下，並沒有電荷共享的現象，而此時的 clat resurf E E = 。 (b) 10<η(BVlagj)< 這樣的情況發生於磊晶層厚度Tepi太厚、磊晶層摻雜濃度Nepi過高或是基底 摻雜Psub過低所導致。上述情形均是造成磊晶層無法被完全空乏的原因，因此並 無法形成 RESURF 現象。所以情況（a）與情況（b）兩種情形的崩潰均發生於 橫向二極體。 (c) 1η(BVlagj)= 此情形發生於磊晶層被完全空乏（Fully depleted）時。由（3.14）式與（3.17）

式得知，此時η(BV_lagj)=1，Elateff 趨近於 0，BVlateff 趨近於無窮大，而實際上並

無此情形存在，實際上，磊晶層被完全空乏，由（3.16）式得知此時磊晶層的摻 雜非常低，即 _{= ⋅}[1₋ ( )]2 ₌0 latj epi resurf N BV N η ，但是實際上摻雜濃度並無此可能，

所以磊晶層此時的情況近似於本質半導體，即N_resurf =N_i =1.45×1010cm−3。因

此，為了說明此一現象，（3.16）式需修正為N_resurf =N_epi⋅[1−η(BV_latj)]2 +N_i。所

以此時橫向二極體的崩潰電壓決定於其漂移區長度 Ld與臨界電壓 Eclat。而整個 結構的崩潰電壓則可以由（3.18）式決定。 (d) 21<η(BVlagj)< 這個情況發生在磊晶層厚度Tepi太薄、磊晶層摻雜濃度Nepi過低或是基底摻 雜 Psub過高所導致。此時磊晶層很容易便被完全空乏，雖然有 RESURF 現象， 但是此時必須注意橫向二極體的N+/N-epi 接面，在前面定性分析的時候有提到， 由於其曲率的關係，容易造成橫向的崩潰電壓。因此，隨著磊晶層變薄或濃度降 低，橫向崩潰電壓將漸漸轉為由N+/N-epi 接面決定。 (e) 2η(BV_lagj)≥ 2 ) (BV_lagj = η 是一個維持 RESURF 現象的分界點。若超過此分界，即 2 ) (BV_lagj > η ，N+/N-epi 接面電場將容易被提高，提早崩潰，造成橫向崩潰電壓 降低，甚至低於情況（a）。因此，橫向崩潰電壓無法被提升，甚至下降，所以沒 有RESURF 的現象。

3.2 LIGBT 結構規劃與參數估算

由於經過 RESURF 結構的分析，使我們對此結構可以提升耐壓的特性有進 一步的瞭解之後，便開始著手於 LIGBT 結構規劃並尋找出合適的參數範圍，以 利之後進行模擬。以下便對傳統LIBBT 元件的結構規劃與參數估計進行說明。

3.2.1 傳統 LIGBT 結構規劃

圖3.6 傳統 LIGBT 元件結構定義圖

圖 3.6 所示便是傳統 LIGBT 元件基本結構之定義圖，根據文獻，此處加入

了P+隔離層（P+iso layer）與 P 型埋藏層（P -buried layer）。P+iso 層的摻雜濃度

較P 基極（P -base layer）來的重，可以降低 P 基極的阻值，使流經陰極路徑上

的電阻變小。而 P 基極下方的 P 型埋藏層可以導引部分的電洞流經此層，以減

少流經 P 基極的電流，減低閂鎖效應發生機率。除此之外，P+iso 層對於未來與

低壓控制電路整合時，有利於隔離漏電流流至低壓電路，避免造成損害。陽極端

下方的N 型緩衝層（N-buffer layer）則是穿透二極體理論（Punch-through diode）

的應用。

配合圖3.6 所規劃的的結構定義圖，表 3.1 列出其對應之元件結構參數並加

表3.1 傳統 LIGBT 元件結構參數表 元件結構參數 參數說明 Lch 通道長度 Ldrift 漂移區長度 Lovg 閘極場板覆蓋長度 Lova 陽極場板覆蓋長度 Tepi （N-epi）磊晶層厚度 Nsub （P-substrate）基底濃度 Npiso （P+iso）P+隔離層濃度 Nepi （N-epi）磊晶層濃度 Npb （P-base）P 基極層濃度 Nnb （N-buffer）緩衝層濃度 Nn+ N+層濃度 Np+ P+層濃度 由於橫向結構之高壓元件通常應用RESURF 理論來達到耐高壓的效果，而

讓磊晶層（Epitaxial layer 或 N-epi）完全空乏是 RESURF 的主要精神，所以就元

件耐壓而言，磊晶層便是非常重要的一塊區域，不論它的厚度（Tepi）或是摻雜 濃度（Nepi），都會影響整個元件耐壓的能力。因此，取得磊晶層的重要參數便是 接著要進行的部分。 3.2.2 磊晶層參數估計 經過結構與參數的規劃之後，接著將進行模擬元件電性。但是由於結構參 數不少，所以必須固定某些參數。而磊晶層為高壓元件最重要的區域，因此，磊 晶層的參數便是首要關鍵。先前提及的空乏區電荷共享（Space-charge sharing）

的定量分析有助於我們在模擬之前，找出磊晶層參數的落點範圍，使得模擬時有 清楚的著手點。 由之前的定性分析與定量分析可以知道，RESURF 結構可以看成是橫向與 縱向兩個二極體所組成，而由於縱向二極體的綜合作用下，提升了橫向耐壓。因 此，我們先估算橫向二極體的耐壓範圍，再估算縱向二極體的耐壓範圍，最後利 用（3.18）式來整理出整體結構的耐壓範圍。而藉著歸納出耐壓範圍時，便可以 得知結構參數適合的落點範圍。 在估算橫向二極體耐壓之前，必須先求取η 值，可以利用（3.5）式與（3.8） 式來求出，其中P-sub 的摻雜濃度 Nsub為1.78×1014cm ，由於基底摻雜濃度一般−3 為此值，因此在這視為固定參數。ε_s為半導體之介電常數（Dielectric constant）， 其值為11.7⋅8.85×10−14F/cm2，其餘相關參數之數值範圍可以參考表 3.2。求出 η 值範圍之後，便可以找出橫向二極體之耐壓範圍。利用（3.4）式與（3.17）式， 便可以推算出橫向二極體的耐壓範圍，如圖3.7 所示。 表3.2 估算耐壓相關參數表 相關參數 說明 數值 Nsub 基底濃度 1.78×1014cm −3 Tepi 磊晶層厚度 15 mµ q 電荷 1.9×10−19C s ε 半導體之介電常數 _{11.7 8.85 10} 14 _/ 2 cm F − × ⋅ Eclat 橫向臨界電場 3×105V /cm Ecver 縱向臨界電場 3×105V /cm

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 BVlatj BVlateff BVverj 圖3.7 橫向與縱向崩潰電壓曲線圖 圖3.7 所示為磊晶層摻雜濃度 Nepi變動時，各結構的崩潰電壓曲線圖。BVlatj 為單純的橫向二極體之崩潰電壓，即沒有縱向二極體存在時的崩潰電壓。而 BVlateff為加入縱向二極體綜合作用之橫向崩潰電壓，即 RESURF 結構之橫向崩 潰電壓。觀察得知，BVlatj曲線在磊晶層摻雜濃度 Nepi越輕，其崩潰電壓越大， 這是由於輕摻雜導致空乏區延伸更長，在接面電場峰值達臨界電場 EC值之前， 可延伸之長度大於重摻雜時之延伸長度，所以電場積分，即耐壓，隨著摻雜變輕 而稍有提升。而加入了縱向二極體之後，在增強橫向空乏區的作用之下，橫向（表 面）電場在達到達臨界電場EC值之前，積分面積大幅提升，出現RESURF 的現 象，從 BVlateff 曲線可以觀察出，磊晶層濃度於圖表中間的一段區間時，橫向耐 壓大幅提升（Nepi =3×1014 ~8×1014cm−3）。然而，當磊晶層濃度一直增加，會 造成磊晶層無法被完全空乏，RESURF 現象消失，造成崩潰電壓下降。而磊晶層 濃度由區段一直遞減時，崩潰電壓亦下降，甚至低於BVlatj曲線，在η 值探討的 地方已經敘述過，這是因為磊晶層提早被空乏，導致 N+/N-epi 接面提早崩潰所 造成。 由於橫向二極體方面已經找出耐壓的範圍，接下來便是求出縱向結構的耐 壓範圍。利用（3.6）式可以找出縱向二極體的耐壓曲線，圖 3.7 中的 BVverj便是 其崩潰電壓範圍之曲線。從圖中可以看出，BVverj與 BVlatj的曲線走向相似，因 Breakdow n V o lt age (V) Epilayer Concentration ×1014 _(cm-3₎

為他們均假設為單純 1-D 的二極體來看，但是 BVverj均高於 BVlatj，這是因為接 面兩邊摻雜濃度較輕的緣故，即P-sub/N-epi 接面兩邊均為輕摻雜所導致。 至此，RESURF 結構的兩個組成部分，即橫向二極體與縱向二極體，其崩 潰電壓範圍均以求出，接下來便可利用（3.18）式來判斷出 RESURF 結構的崩潰 電壓範圍，即求取BVlateff與BVverj兩者之間較小值者，如圖3.8 所示為元件之崩 潰電壓曲線圖BVresurf。 0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 BVresurf (Tepi=15um) 圖3.8 RESURF 結構的崩潰電壓曲線圖 接著我們考慮其他磊晶層厚度的情況，因此加入磊晶層厚度Tepi變化，分別 為5µm、10µm 與 15µm，如圖 3.9 所示。圖中顯示出不同磊晶層厚度時，崩潰電 壓與磊晶層濃度的關係。此處我們選擇磊晶層厚度Tepi為10µm 作為基本設計， 因為較厚的磊晶層需要較輕的摻雜濃度，造成導通電阻增加。若磊晶層太薄則容 易受製程漂移的影響。接著觀察磊晶層厚度Tepi 為 10µm 時的崩潰電壓曲線，當 磊晶層濃度落在N_epi =6×1014 ~1×1015cm−3區間的時候，元件崩潰電壓可以達到 最高值。因此，我們取此磊晶層濃度區段中的N_epi =6×1014 ~1×1015cm−3作為模 擬時的調變範圍。 Epilayer Concentration ×1014 _(cm-3₎ BV resur f (V)

0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 BVresurf (Tepi=5um) BVresurf (Tepi=10um) BVresurf (Tepi=15um) 圖3.9 不同磊晶層厚度的 RESURF 電壓曲線圖 接著我們要估計出磊晶層厚度Tepi的範圍，由於先前我們所推算出元件的崩 潰電壓BVresurf曲線，是固定住磊晶層厚度（Tepi）之後所獲得。所以現在固定磊 晶層摻雜濃度（N_epi =8×1014cm−3），而以磊晶層厚度 Tepi 作為變數，來估計崩 潰電壓的範圍，如圖3.10 所示為崩潰電壓相對於磊晶層厚度的關係曲線圖。 0 200 400 600 800 1000 1200 1400 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 BVresurf 圖3.10 崩潰電壓相對於磊晶層厚度的關係曲線圖 觀察曲線圖可以得知，磊晶層厚於落在10µm 附近範圍的時候，崩潰電壓為 Epilayer Concentration ×1014 _(cm-3₎ BV resur f (V) Tepi (μm) BV resur f (V)