單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾波器和緩震電路設計

國 立 交 通 大 學

電 機 與 控 制 工 程 研 究 所

碩 士 論 文

單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾

波器與緩震電路設計

EMI Filter and Snubber Circuit Design for a Single-

Phase Half- Bridge Boost Power Factor Corrector

研 究 生：鍾志祥

指導教授：鄒應嶼 博士

單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾波器和緩

震電路設計

EMI Filter and Snubber Circuit Design for a Single-Phase

Half-Bridge Boost Power Factor Corrector

研 究 生：鍾 志 祥 Student: Zhi-Xiang Zhong

指導教授：鄒 應 嶼 博士 Advisor: Dr. Ying-Yu Tzou

國立交通大學

電機與控制工程研究所

碩士論文

A Thesis

Submitted to Department of Electrical and Control Engineering College of Electrical Engineering and Computer Science

National Chiao-Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master in

Electrical and Control Engineering July 2004

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

國 立 交 通 大 學

研 究 所 碩 士 班

論 文 口 試 委 員 會 審 定 書

本 校 電 機 與 控 制 工 程 研 究 所 鍾 志 祥 君

所 提 論 文 單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾波器與緩震電路設計 EMI Filter and Snubber Circuit Design for a

Single-Phase Half-Bridge Boost Power Factor Corrector 合於碩士論文資格水準、業經本委員會評審認可。 口 試 委 員 ： 指 導 教 授 ： 系 主 任 ： 教授 中華民國 九十三 年 七 月

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單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾波器與緩

震電路設計

研究生：鍾 志 祥 指導教授：鄒 應 嶼 博士 國立交通大學電機與控制工程研究所

摘 要

本 研 究 從 事 單 相 半 橋 升 壓 型 功 率 因 數 修 正 器 之 電 磁 干 擾 (Electromagnetic Interference, EMI)濾波器及 Undeland 緩震電路之設計以降低傳導性 EMI 問題。 Undeland 緩震電路具有導通和截止緩震電路功能，價格便宜，功率元件有較大安 全操作區域(SOA)。實驗結果 dv/dt 由 34.66V/µs 降低至 18.175V/µs 及 di/dt 由 6A/ns 降低至 0.5A/ns，驗證可以降低高頻 EMI。傳統 EMI 濾波器的設計，大多是採用嘗 試錯誤法，不僅費力耗時，也不易掌握設計的品質。EMI 濾波器的設計主要包含 設計與實現兩個層次。在設計部分包括差模與共模濾波器的設計，在實現部分必 須注意一些元件特性與製作的工程細節，例如差模電感的高頻濾波效果會因為線 圈寄生電容而降低，選擇高頻功率損耗較大的鐵心可以改善此一情況。EMI 濾波 器要達到最大插入損耗的設計必須考慮雜訊源阻抗效應的影響，因此必須將雜訊 源阻抗一起納入設計考慮。此外，差模濾波器的高頻響應會受到迴路雜散電感的 互相耦合效應而降低性能，為了降低其耦合效應，兩側線圈必須保持適當距離； 差模電容迴路的跑線也必須儘量降低其迴路面積，以降低耦合雜訊。本文針對高 頻單相半橋式升壓型功因轉換電路的電磁干擾問題，提出了整合緩震電路與 EMI 濾波器的系統化分析與設計方法。

ii

EMI Filter and Snubber Circuit Design for a Single-Phase

Half-Bridge Boost Power Factor Corrector

Student: Zhi-Xiang Zhong Advisor: Dr. Ying-Yu Tzou

Institute of Electrical and Control Engineering National Chiao-Tung University

Abstract

The present thesis designed EMI filters and Undeland snubber circuits for a single-phase half-bridge boost-type power factor corrector to reduce conducting EMI problems. Undeland snubber circuits can turn on/off snubber circuits with cheap price, and the power components have larger safe operating area (SOA). Our experimental results shown that dv/dt reduced from 34.66 V/µs to 18.175 V/µs, and di/dt reduced from 6A/ns to 0.5A/ns, which testify high frequency EMI reduction. Traditionally the EMI filters design is done by trial-and-error methods, which are not only strenuous and time consuming but also difficult for quality control. The designs of EMI filters include two stages, i.e., designing stage and realizing stage. The former stage includes the design of difference mode and common mode filters, while in the later stage attention need to be paid to some components characteristics and project details, for example, the high frequency effects of the difference inductance module filter will be reduced because of parasitic capacity of the coil, which can be improved by choosing while losing the larger one. Influence that EMI filter must consider the noise source impedance effect while reaching the greatest design that insert loss, answer this must mix noise source impedance is it is it consider to design to include in together. In addition, difference mode filter of high frequency response because of loop inductance mutual coupling effect to reduce performance, in order reduce mutual coupling effect, two side a coil must keep

iii

appropriate distance; difference mode capacitance loop trace also must as much as reduce loop areas to reduce coupling noise, addeess to integrated snubber and EMI filter to systematize analyze and design method.

iv

誌 謝

謹向我的指導教授 鄒應嶼博士致上最高的謝意。感謝他兩年來對我的敦敦教 誨與悉心指導，使我研究生活充滿挑戰與突破，由於他豐富的學識和卓越的領導 能力使我在理論的培養與實務能力上受益良多，並使得本論文得以順利完成。 感謝蔡國隆學長兩年來的關照與指導，讓我在研究上遇到瓶頸時能順利解 決，尤其感謝蔡國隆學長對我的精神鼓勵，您認真務實的求學精神與實事求是的 做事態度，是我學習的標竿。 感謝同窗好友傅久峰在課業上的切磋討論，難忘在實驗室裡同甘苦、共患難 的時光。感謝學弟所給予的鼓勵與幫助，特別是林育宗，因為你的幫忙，節省了 許多寶貴的時間。 感謝父母的栽培與好友的關懷,使我感受到親情與友情的溫暖。最後，僅將此 論文獻給所有關心我的人，願與他們分享這份成果。 民國 九十三 年 七 月 于 交大

v

目 錄

中文摘要 ...i 英文摘要 ... ii 誌謝 ...iv 目錄 ...v 表列 ... vii 圖列 ... viii 第一章 緒論 ...1 1.1 研究背景與發展概況...1 1.2 研究動機與目的...5 1.3 研究方法與系統描述...7 1.4 論文內容概述...8 第二章 單相半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊量測和分析 ...10 2.1 單相半橋升壓型功率因數修正器...10 2.2 電磁干擾規範...11 2.3 傳導性雜訊測量和分離...13 2.4 單相半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊分析...18 2.3.1 單相半橋升壓型功率因數修正器差模雜訊源分析 ...19 2.3.2 單相半橋升壓型功率因數修正器共模雜訊源分析 ...21 第三章 單相半橋升壓型功率因數修正器緩震電路設計 ...24 3.1 UNDELAND緩震電路介紹...24 3.2 功率開關切換特性對電磁干擾的影響...27 3.3 UNDELAND緩震電路設計...28 3.3.1 使用Undeland緩震電路原因...28 3.3.2 Undeland緩震電路工作原理...30

vi 3.3.3 Undeland緩震電路之設計...34 3.4 單相半橋升壓型功率因數修正器緩震電路設計 ...36 第四章 傳導性EMI濾波器設計...39 4.1 EMI濾波器元件特性 ...39 4.2 單相半橋升壓型功率因素修正器雜訊源特性...44 4.2.1 DM和CM雜訊迴路分析...45 4.2.2 DM和CM阻抗不匹配(mismatch)設計 ...49 4.2.3 DM和CM濾波器元件寄生效應影響...52 4.3 單相半橋升壓型功率因素修正器之EMI濾波器設計 ...57 4.3.1 EMI濾波器設計步驟...57 4.3.2 EMI濾波器設計範例...59 第五章 結論 ...61 參考文獻 ...63

vii

表 列

表 2.1 各國資訊產品的電磁干擾相關規格 ...12 表 2.2 LISN在特定頻率下各元件阻抗值 ...14 表 2.3 各種分離技術比較 ...18 表 4.1 各國安規所允許Y電容大小 ...43 表 4.2 EMI濾波元件特性...44

viii

圖 列

圖 1.1 升壓型功因修正器電路 (a)單開關 (b)雙開關 (c)四開關...2 圖 1.2 傳導型EMI模型 (a)CM (b)DM ...3 圖 1.3 單相半橋升壓型功率因數修正器 ...5 圖 1.4 功率開關導通損失說明圖 ...6 圖 1.5 單相半橋升壓型功率因數修正器加上Undeland緩震電路...6 圖 1.6 單相半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊模型 (a) DM (b) CM ...7 圖 1.7 單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾波器模型 (a)差模 (b)共模...7 圖 1.8 單相半橋升壓型功率因數修正器之EMI濾波器元件寄生參數模型...8 圖 2.1 單相半橋升壓型功因修正器電路 ...11 圖 2.2 電源阻抗網路 (a) 內部 (b) 低頻 (c) 高頻電路...14 圖 2.3 傳導性電磁干擾雜訊量測共模和差模接線圖 ...15 圖 2.4 DMRN的電路架構 ...16 圖 2.5 DMRN量測原理說明 (a) 共模雜訊 (b) 差模雜訊 ...17 圖 2.6 使用DMRN量測傳導性電磁干擾的線路連接圖 ...17 圖 2.7 單相半橋升壓型功率因素修正器傳導性雜訊頻譜 ...18 圖 2.8 某個d值下漣波電流和微分值 ...19 圖 2.9 共模雜訊來源 ...21 圖 2.10 (a) Q1汲極電壓波形 (b) 共模雜訊波形...22 圖 2.11 估算共模雜訊電壓包絡面 ...23 圖 2.12 降低共模雜訊的方法 ...23 圖 3.1 單相半橋升壓型功率因數修正器 (a) 電路圖 (b) 切換損失狀態圖 (c) 安全操作區域圖 ...25

ix 圖 3.2 Undeland緩震電路...26 圖 3.3 降壓形轉換器 (a) 功率開關切換波形 (b) 切換軌跡 ...28 圖 3.4 半橋轉換器可以雙向動作說明圖 ...29 圖 3.5 橋式換流器 ...29 圖 3.6 橋式Undeland緩震電路...30 圖 3.7 半橋換流器 (a) S2導通 (b) S1導通時簡化電路 ...31 圖 3.8 當S1導通時之電流流動情形...31 圖 3.9 當S1截止時之電流流動情形...32 圖 3.10 當S2導通時之電流流動情形...33 圖 3.11 當S2截止時之電流流動情形...34 圖 3.12 並聯RLC等效電路 ...35 圖 3.13 單相半橋換流器緩震電路 ...36 圖 3.14 未加緩震電路功率開關導通 (a) 電壓電流波形 (b) 切換路徑 ...37 圖 3.15 未加緩震電路功率開關截止 (a) 電壓電流波形 (b) 切換路徑 ...37 圖 3.16 加緩震電路功率開關導通 (a) 電壓電流波形 (b) 切換路徑 ...38 圖 3.17 加緩震電路功率開關截止 (a) 電壓電流波形 (b) 切換路徑 ...38 圖 4.1 典型電磁干擾濾波器架構 ...39 圖 4.2 共模電感 ...40 圖 4.3 共模電感漏感量測圖 ...40 圖 4.4 差模電感 ...41 圖 4.5 X電容 ...42 圖 4.6 Y電容 ...42 圖 4.7 Y電容漏電流考量 ...43 圖 4.8 單相半橋升壓型功率因數修正器 ...45 圖 4.9 差模雜訊迴路和來源 ...45

x 圖 4.10 輸入電感阻抗-頻率圖...46 圖 4.11 實際電感對差模雜訊影響頻譜圖 ...47 圖 4.12 高功率損失鐵心電感阻抗-頻率曲線...47 圖 4.13 比較不同材值電感對雜訊衰減能力 ...48 圖 4.14 (a) 混合-模型電流迴路路徑 (b) 平衡電流迴路路徑...48 圖 4.15 共模雜訊迴路 ...49 圖 4.16 共模雜訊頻譜圖 ...49 圖 4.17 阻抗不匹配定理 ...50 圖 4.18 C1阻抗-頻率圖...50 圖 4.19 差模濾波器不匹配阻抗C1和C2...51 圖 4.20 阻抗不匹配共模濾波器 ...52 圖 4.21 (a)簡化 (b)進一步簡化共模雜訊路徑 ...52 圖 4.22 DM濾波器元件寄生參數模型...53 圖 4.23 DM濾波器元件寄生參數模型 (a) 模擬圖 (b) 量測圖...53 圖 4.24 加上耦合效應DM濾波器元件寄生參數模型...54 圖 4.25 加上耦合效應之DM濾波器元件寄生參數模型模擬圖...54 圖 4.26 加上耦合效應且改善迴路面積DM濾波器元件寄生參數模型量測圖...55 圖 4.27 CM濾波器 ...55 圖 4.28 CM濾波器寄生效應 ...56 圖 4.29 CM濾波器 (a) 模擬 (b) 量測圖...56 圖 4.30 EMI濾波器...57 圖 4.31 (a) 共模 (b) 差模濾波器 ...57 圖 4.32 轉折頻率 (a) 共模 (b) 差模濾波器 ...59 圖 4.33 加入EMI濾波器後頻譜圖...60

1

第 一 章

緒 論

1.1 研究背景與發展概況

近年來在半導體產業的長足進展下，耐壓耐流更高的功率半導體開關元件不 斷推陳出新，且電力電子切換技術高度投入下，能源轉換器類別及應用日新月異， 如馬達驅動器(motor driver)、不斷電系統(Uninterruptible Power Supply, UPS)、充電 器(charger)及各式電源供應器(power supply)等。各式電源產品均需以市電來作為輸 入來源，將交流電轉換至直流電源，提供設備內部控制半導體驅動及輸出功率需 求，將是必然的需求，然而傳統上大都採用橋式二極體或相控閘流體為主之交直 流轉換器[1]-[3]，使用橋整二極體做成之交直流轉換器，將交流市電轉換成直流電 源輸出端，再接一大電容來降低輸出電壓漣波，建立所需之穩定直流電源以供應 後級之負載，雖然此轉換器之電路簡單、成本低廉且不需額外之控制，但橋式整 流器的非線性特性將導致電源的輸入端含有大量之諧波電流，而造成諧波電力損 失，而相控閘流體整流器之延遲角控制，更將使輸入端電流諧波成分更嚴重。 為了解決上述交直流轉換器的缺點，近年來應用 MOSFET 與 IGBT 等功率元 件，採用不同架構於交直流轉換控制之系統中已相當多，由於應用上的需要，大 部分採以升壓型(boost type)電路架構為之，以提供輸出端較高的直流電壓，升壓型 功率因數修正器電路架構，可分成單開關、雙開關及四開關之電路架構[4]，如圖

2 1.1 所示，其藉由控制開關的責任週期比(duty ratio)，來修正電流波形及調整輸出 電壓準位，與以往的橋式整流器及相控閘流體構成之交直流轉換器比較，此種轉 換器擁有近似正弦波的輸入電流、良好的功率因數，因此廣泛的使用於不斷電系 統及交流驅動器等場合。 + − LO A D o V b C 2 D S 1 D IL L S V 4 D 5 D 3 D + − LO A D o V b C 2 D S 1 D IL L S V 4 D 5 D 3 D (a) 單開關 + − LO A D o V 1 C 2 C 2 D 2 S 1 D 1 S L I L S V + − LO A D o V 1 C 2 C 2 D 2 S 1 D 1 S L I L S V (b) 雙開關 + − LO A D o V b C 2 D 2 S 1 D 1 S L I L S V 4 D 4 S 3 D 3 S + − LO A D o V b C 2 D 2 S 1 D 1 S L I L S V 4 D 4 S 3 D 3 S (c) 四開關 圖 1.1 升壓型功率因數修正器之種類

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近年來， 電子產品增加快速及應用範圍日益廣闊， 這些產品帶來的電磁干擾 (Electromagnetic Interference, EMI)，對我們的生活帶來莫大的影響，甚至危害我們 的生命安全。例如：通信品質受干擾問題，飛機導航系統和重要儀器受干擾問題 等，所以目前各國政府都訂定規範，要通過規範才能販賣到該國。EMI 是指對信 號的利用造成妨礙之雜訊來源，其干擾通路有由發生源經空間而干擾者(輻射干擾) 和經由電源線傳播而干擾者(傳導雜訊)兩種。傳導性 EMI 雜訊源之分類，可以由 圖 1.2(a)清楚看出，其中所謂共模(Common Mode, CM)雜訊，即是任何通過 L(line) 與 G(ground)或 N(neutral)與 G 間相同振幅和相同相位的雜訊，而差模(Differential Mode, DM)雜訊則是，任何通過 L 與 N 之間振幅相同但相位相差 180 度的雜訊， 如圖 1.2(b)。 Earth

E.U.T

U_D I₁ I₂ U₂ U₁

+

+

Earth

E.U.T

U_C I₁ I₂ U₂ U₁

+

+

I_C ID I_C 0.5U_D 0.5U_D L N L N G Earth

E.U.T

U_D I₁ I₂ U₂ U₁

+

+

Earth

E.U.T

U_C I₁ I₂ U₂ U₁

+

+

I_C ID I_C 0.5U_D 0.5U_D L N L N G (a) CM模型 (b) DM模型 圖 1.2 傳導性 EMI 升壓型功率因數修正器DM雜訊的主要有兩類，一是電路本身所產生的切換諧 波電流，另外為飛輪二極體之逆向回復電流，其中後者所造成的雜訊主要為高頻 部份，關於這方面可以使用加裝緩震電路(snubber)來降低，至於第一項所造成的雜 訊，必須使用DM濾波器來降低；升壓型功率因數修正器之CM雜訊來源，主要是 電 路 中 存 在 著 汲 極 對 地 的 寄 生 電 容 C_P 提 供 雜 訊 耦 合 到 地 的 路 徑 電 流 ) / (dv dt C i_CM = _P ，而降低CM雜訊方法為電路加裝緩震電路和CM濾波器。由以上

4 電路與及EMI濾波器的設計，在電源系統設計中扮演著關鍵的角色。 由於併網式電源供應器的前級是造成市電電源突波干擾與電磁干擾的主要因 素，因此，過去十餘年來已進行了很多相關的研究[5]-[12]，以下針對與本論文研 究較相關的一些研究作一些簡要的說明。文獻[5]發現，升壓型轉換器當工作於不 連續導通模式時，會產生較大的DM雜訊，為了獲得較大的功率因數和EMI濾波器 的插入損耗，EMI濾波器的輸出電容性阻抗必須遠小於其輸入阻抗；此外，當轉換 器工作於CCM模式時，可能會產生控制迴路不穩定的問題，反之，在DCM模式， 則通常不會對控制迴路造成影響。文獻[6]提到，為了輸入濾波器要有非常高的雜 訊衰減能力、輸出電阻低和升壓型功率因數修正器之高功率因數，使用elliptic濾波 器比EMI濾波器有更好的性能。文獻[7]使用連續交流表法，可快速找到EMI濾波器 元件最佳參數，達到升壓型功率因數修正器之高功率因數和EMI濾波器高雜訊衰減 能力。文獻[8]提到利用輸入電感電流控制法，可以降低加入EMI濾波器後，升壓 型功率因數修正器整體系統穩定度問題。文獻[9]提到當輸入電感電流漣波係數(最 大電感漣波電流/最大電感平均電流)K=0.1時，EMI濾波器體積(電感和電容值)最 小。文獻[10]指出為了降低傳導性EMI，考慮印刷電路佈線影響，迴路中遇到電流 大的路徑佈局面積要大一點；功率開關兩端因為迴路雜散電感和飛輪二極體的逆 向回復電流產生高頻傳導性EMI，加裝緩震電路可以降低。文獻[11]利用電腦模擬 軟體，定義個別元件(電感、電容、功率開關…)等效電路(Partial Element Equivalent Circuit, PEEC)模型，建立升壓型功率因數修正器等效電路來預測傳導性EMI大小， 對於EMI濾波器設計有莫大幫助，可以節省EMI工程師設計時間。文獻[12]提出CM 和DM雜訊在驅動信號控制方式和佈線迴路方式比較，若要減少CM雜訊，功率開 關驅動閘極信號控制方法使用雙極性脈寬調變，在佈線上火線和中性線兩側迴路 要對稱；反之，若要減少DM雜訊，功率開關驅動閘極信號控制方法使用單極性脈 寬調變，在佈線上火線和中性線兩側迴路要非對稱。

5

1.2 研究動機與目的

相對於其他轉換器，單相半橋升壓型功率因數修正器如圖 1.3 所示，有不同輸 入迴路，因此 EMI 濾波器設計及緩震電路與其他轉換器不同。 Q 2 Q 1 C 2 C 1 L N D 1 D 2 L O A D Q 2 Q 1 L C 2 1 N D 1 D 2 L O A D L O A D 頻譜分析儀 50Ω 50Ω LISN vs + V_DS -I_D V_O Q 2 Q 1 C 2 C 1 L N D 1 D 2 L O A D Q 2 Q 1 L C 2 1 N D 1 D 2 L O A D L O A D 頻譜分析儀 50Ω 50Ω LISN vs + V_DS -I_D V_O 圖 1.3 單相半橋升壓型功率因數修正器 單相半橋升壓型功率因數修正器之電感電流工作在 CCM，[13]驗證 DM 雜訊 在傳導性 EMI 低頻範圍以-40dB/dec 衰減，但是，未考慮到輸入電感寄生效應會增 加高頻 DM 雜訊影響，進一步來說，CM 和 DM 雜訊源特性沒有仔細研究，所以本 文將分析 CM 和 DM 雜訊源影響因素有哪些，在雜訊來源降低雜訊；EMI 濾波器 對傳導性 EMI 衰減受雜訊源阻抗影響在期刊[14]提到，但是僅有降-升壓轉換器型 式，本文將設計不受雜訊源阻抗影響之 EMI 濾波器模型；EMI 濾波器之模型，[15] 提到僅考慮元件寄生參數的影響，然而元件互相耦合效應是存在的，所以本文將 分析元件互相耦合效應對 EMI 濾波器的影響和改善方法，使得 EMI 濾波器對雜訊 衰減能力不受影響；單相半橋升壓型功率因數修正器文獻[16]提到，不能單獨使用 截止型緩震電路，否則會造成圖 1.4 功率開關 Q1或 Q)導通交換損失 PON增加。為

6 了減少 Q1或 Q2交換損失和降低高頻傳導性 EMI，本論文使用具有導通和截止功 能的 Undeland 電路[17]，如圖 1.5 所示。 o r C DS ON V I t f P 2 1 1= t t_rr t_r I_D V_DS o rr D DS ON V I t f P ₂ = o rr rr DS ON V I t f P 2 1 3= 3 2 1 ON ON ON ON P P P P = + + I_rr 圖 1.4 功率開關 Q1(Q2)導通損失說明 T+ T -Df+ D f-Ls Cs L N Rs Cov C C L Load 1 2 T+ T -Df+ D f-Ls Cs L N Rs Cov C C L Load 1 2 圖 1.5 單相半橋升壓型功率因數修正器加上 Undeland 緩震電路

7

1.3 研究方法與系統描述

本論文設計單相半橋升壓型功率因數修正器之 Undeland 緩震電路，研究其動 作原理及緩震電路元件設計方程式。 單相半橋升壓型功率因數修正器之 CM 及 DM 雜訊等效電路如圖 1.6 所示，研 究在電感電流 iL工作在 CCM 之 DM 及 CM 雜訊源影響因素有哪些，目的在於降低 傳導性雜訊來源。 LISN Zload 100Ω Zloop ZL Vs L,N G LISN Cc L N Zload 25Ω Zloop Vs LISN Zload 100Ω Zloop ZL Vs L,N G LISN Cc L N Zload 25Ω Zloop Vs (a) DM (b) CM 圖 1.6 單相半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊模型 單相半橋升壓型功率因數修正器之 CM 及 DM 濾波器等效電路如圖 1.7 所示， 研究 EMI 濾波器與雜訊源阻抗效應，避免因雜訊源阻抗影響 EMI 濾波器對雜訊衰 減能力。 LISN Zload 100Ω L Vs EMI Filter L1 C1 L2 C2 _C3 Zin Zout L N

LISN EMI Filter

Zload 25Ω Cc Vs L1 C1 L2 Zin Zout L,N G LISN Zload 100Ω L Vs EMI Filter L1 C1 L2 C2 _C3 Zin Zout L N

LISN EMI Filter

Zload 25Ω Cc Vs L1 C1 C1 L2 Zin Zout L,N G (a) DM (b) CM 圖 1.7 單相半橋升壓型功率因數修正器之 EMI 濾波器模型

8 單相半橋升壓型功率因數修正器之 CM 及 DM 濾波器之寄生參數等效電路模 型如圖 1.8 所示，利用模擬和量測來比較 CM 和 DM 濾波器元件寄生參數增益-相 位轉移曲線圖。若 EMI 濾波器之寄生參數影響越小，EMI 濾波器對雜訊衰減能力 越強。 C2 ESL2 ESR2 C1 ESR1 ESL1 CLd Ldm RLd2 RLd1 CLc 2Ccm ESR/2 ESL/2 Lcm RLc C2 ESL2 ESR2 C1 ESR1 ESL1 CLd Ldm RLd2 RLd1 CLc 2Ccm ESR/2 ESL/2 Lcm RLc (a) DM (b) CM 圖 1.8 單相半橋升壓型功率因數修正器之 EMI 濾波器元件寄生參數模型 最後，設計改善後單相半橋升壓型功率因數修正器之電磁干擾濾波器通過 FCC Class B，設計 Undeland 緩震電路不僅可以減少功率開關導通和截止之切換損 失並且降低高頻電磁干擾。

1.4 論文內容概述

本論文共分為五章： 第一章為緒論，旨在說明本論文之研究發展背景與概況、研究動機與目的及 本論文之研究方法與系統描述等。 第二章為單相半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊分析。內容包括單相半 橋升壓型功率因數修正器雜訊來源、目前電磁干擾規範和傳導性雜訊量測和分離。 第三章為設計單相半橋升壓型功率因數修正器緩震電路。內容包括功率開關

9 影響高頻電磁干擾的原因介紹、分析 Undeland 緩震電路工作原理和設計單相半橋 升壓型功率因數修正器之緩震電路。 第四章設計單相半橋升壓型功率因數修正器單相半橋升壓型功率因數修正 器。內容包括傳導性 EMI 濾波器元件特性介紹，分析和改善影響雜訊源三個因素， 設計單相半橋升壓型功率因數修正器之 EMI 濾波器。 第五章結論。

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第 二 章

單相半橋升壓型

PFC 傳導性雜訊量測和分析

2.1 單相半橋升壓型功率因數修正器

為解決 AC/DC 轉換器所導致的諧波污染，近年來，一些低功率操作於 DCM 的單級功因修正器常被應用，通常這些架構皆由簡單的主(被)動式功率因數修正器 及直流/直流(DC/DC)轉換器串接技巧而成的，如升壓式(boost converter)、降壓式 (buck converter)、升降壓式(buck-boost converter)及庫式(C’uk converter)，此技巧之 優點是無法利用在半橋式架構上的，因此，在半橋式結構中沒有DCM 之應用。半 橋式結構具有多項優點，如反向並聯於切換晶體開關之二極體，可保護開關較不 易受直流鏈電壓過壓而破壞；直流輸出側的二倍頻交錯關係及效果下，使得可降 低或減少電容等能量儲存元件多寡；電路因具雙向傳導能力，故電感鐵心的利用 率提高。 本論文重點主要在研究一個額定功率為2 kVA 在線式 UPS 的前級之功率因數 修正(Power Factor Corrector, PFC)電路，電路架構為共水線式(common-neutral)之 半橋式升壓型功率因數修正器電路。半橋式升壓型功率因數修正器簡化電路如圖 2.1 所示，此架構屬非隔離式 AC/DC 轉換器。輸入端直接送入交流電源 Vs，經由

電感、二極體 D1、D2整流，向電容 C1與 C2充電，其開路直流鏈電壓 VO約 2VS；

11 PWM)機制驅動功率晶體切換，配合電感之儲能與釋能，由電壓及電流之閉迴路控 制，讓輸出電壓穩定在所需的電壓值。 Q 2 Q 1 C =2400μF L N D 1 D 2 L O A D Q 2 Q 1 L=0.5mH C =2400μF ₂ 1 N D 1 D 2 L O A D L O A D 頻譜分析儀 50Ω 50Ω LISN v_s=110V Po=1400W Vo=400V Q 2 Q 1 C =2400μF L N D 1 D 2 L O A D Q 2 Q 1 L=0.5mH C =2400μF ₂ 1 N D 1 D 2 L O A D L O A D 頻譜分析儀 50Ω 50Ω LISN v_s=110V Po=1400W Vo=400V 圖 2.1 半橋升壓型功因修正器電路

2.2 電磁干擾規範

各國為了管制其國內電器產品電磁干擾問題，都制定了相關規範來約束，以 防止電磁波污染。本節就當今各國常見的傳導性電磁干擾規範做一簡單的介紹。 表2.1 為節錄自工研院所整理之各國資訊產品的電磁干擾相關規格[18]，其中等級 B (class B)為：適用於住家使用以及直接連接到供應住家使用之設備，為了保護人 體與其他電器產品等級B 的規範比較嚴。等級 A (class A)為：不適用於住家使用以 及不直接連接到供應住家使用之設備，其規範比較鬆。在傳導性方面，除了美國 的FCC 規範外，日本、歐盟以及中華民國的測試頻率範圍都是從 0.15 到 30MHz， 且依測試接收器的不同，再區分為準峰值(Quasi-Peak, Q.P)與平均值(Average, AVG)[19]。美國 FCC 的測試頻率範圍則是從 450KHz 到 30MHz ，限制於準峰值測 試模式，其規範比其他各國還要嚴格。

12 表2.1 各國資訊產品的電磁干擾相關規格 美國FCC 輻射Radiation 傳導Conduction Category (Test distance) Class A (10m) Class B

(3m) Category Class A Class B Frequency(MHz) Limit(dBuV/m) Limit(dBuV/m) Frequency(MHz) Limit(dBuV ) Limit(dBuV )

--- Q.P. Q.P. --- Q.P. Q.P.

30-88 39 40 0.45-1.705 60 48

88-216 43.5 43.5 1.705-30 69.5 48 216-960 46.4 46

960以上 49.5 54

Standard:CFR 47 Part 15, Subpart B; Power: 120Vac, 60Hz Class A用於商業及工業場所之產品，Class B用於住宅區之產品 日本VCCI 輻射Radiation 傳導Conduction Category (Test distance) Class A (10m) Class B

(3m) Category Class A Class B Frequency(MHz) Limit(dBuV/m) Limit(dBuV/m) Frequency(MHz) Limit(dBuV ) Limit(dBuV )

--- Q.P. Q.P. --- Q.P. AVG Q.P. AVG 60-230 40/50 30/40 0.15-0.5 79 66 66-56 56-46 230-1000 47/57 37/47 0.5-5 73 60 56 46

5-30 73 60 60 50

Standard: V-3; Q.p.:Quasi-peak, AVG: Average; Power:100 Vac, 50 Hz 歐聯CE,澳洲AS,紐西蘭NZS 輻射Radiation 傳導Conduction Category (Test distance) Class A (10m) Class B

(3m) Category Class A Class B Frequency(MHz) Limit(dBuV/m) Limit(dBuV/m) Frequency(MHz) Limit(dBuV ) Limit(dBuV )

--- Q.P. Q.P. --- Q.P. AVG Q.P. AVG 30-230 40 30 0.15-0.5 79 66 66-56 56-46

230-1000 47 37 0.5-5 73 60 56 46

5-30 73 60 60 50

Standard: EN55022; AS/NZS 3548; Q.P.: Quasi-peak, AVG: Average; Power:230 Vac, 50Hz 中華民國BCIQ 輻射Radiation 傳導Conduction Category (Test distance) Class A (10m) Class B

(3m) Category Class A Class B Frequency(MHz) Limit(dBuV/m) Limit(dBuV/m) Frequency(MHz) Limit(dBuV ) Limit(dBuV )

--- Q.P. Q.P. --- Q.P. AVG Q.P. AVG 30-230 40 30 0.15-0.5 79 66 66-56 56-46

230-1000 47 37 0.5-5 73 60 56 46

5-30 73 60 60 50

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2.3 傳導性雜訊測量和分離

傳導性雜訊會因為產品別、國別，而有不同的規格。但是，基本的評定方法 並沒有差別。所測試的成分為線-接地間的非對稱電壓，大多用 dBμV 表示。為了 使此一電壓在實驗是能夠定量化，可以將由電子機器的電源線往電功率供給源所 進去的阻抗規格化。此一規格化阻抗有很多規格，但是，逐漸統一為50Ω[19]。 在傳導性電磁干擾量測中，電源阻抗穩定網路(Line Impedance Stabilizing Network, LISN)有三大功能：隔離電源端與待測端的雜訊，攫取待測端的雜訊以供 量測，確保由電子機器所觀看進去的阻抗成為一定性。實際上，由於測試儀器本 身具有輸入阻抗，LISN 的定阻抗電路為利用測試器本身的輸入阻抗。 LISN 的內部電路與等效電路如圖 2.2(a)所示，其等效電路由兩個電感L₁和電 容C₁、C₂各兩個所組成。對 60Hz 這類的低頻電源而言，電感形同短路，電容形 同開路，等效電路如圖2.2(b)所示，所以低頻電源可穿過 LISN 供給待測物；而對 於高頻雜訊，等效電路如圖2.2(c)所示，電感形同開路，電容形同短路，如此一來， 待測物所產生的雜訊將通過測試器本身的輸入阻抗 50 Ω 電阻上，而不反灌回電 源，同理，電源側的雜訊亦不會通過 LISN 被量測到。表 2.2 為 LISN 在特定頻率 下各元件阻抗值。 LISN G 50Ω 50Ω L N B A 待 測 物 C 2 C 2 C 2 C 2 C 1 C 1 C 1 C 1 L 1 L₁ L₁ (a) 內部電路

14 LISN G 50Ω 50Ω L N 待 測 物 (b) 低頻等效電路

LISN G 50Ω 50Ω L N 待 測 物 (c) 高頻等效電路 圖2.2 電源阻抗網路頻率特性 表2.2 LISN 在特定頻率下各元件阻抗值 元件 Z60Hz(Ω) Z150kHz(Ω) Z450kHz(Ω) Z30MHz(Ω) L1 0.003 47.1 141.3 9420 C1 2.654K 1.06 0.354 0.0053 C2 26.54K 10.6 3.54 0.053

15 圖2.3為傳導性雜訊量測圖，在火線和中性線上的電流如下表示： DM CM L i i i) =) +) (2-1) DM CM N i i i) =) −) (2-2) 在LISN 的火線端與中性線可測其電壓值如下表示： Ω + =(CM DM)50 L i i v) ) ) (2-3) Ω − =(CM DM)50 L i i v) ) ) (2-4) 因為共模和差模雜訊不是純量，所以LISN 只能量測共模或差模雜訊的向量和及向 量差。 LISN DM C 2 C 2 待 測 物 頻譜分析儀 頻譜分析儀 G CM C 2 C 2 C 1 C 1 C 1 50Ω 50Ω L L L N 1 1 突波抑制器 突波抑制器 CM 圖2.3 傳導性電磁干擾雜訊量測共模和差模接線圖 LISN 雖然可以取出待測物的雜訊，但是其取出的雜訊卻是混雜著共模與差模 雜訊。若是光靠LISN 取出的雜訊，想要正確的設計出濾波器來抑制雜訊是非常不 容易的。為了有效的抑制雜訊，有必要從LISN 取出的雜訊中再分離出共模與差模

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雜訊，從分離出的共模與差模雜訊中，各別為其設計濾波器，方可完全抑制雜訊 並符合所需規格。以下介紹差模拒斥網路法(Differential Mode Rejection Network, DMRN)法來分離出共模與差模雜訊。 差模拒斥網路法的線路結構乃是由5 個無感性的精密電阻所組成，如圖 2.4 所 示。依據共模雜訊的定義，在 DMRN 所測得的共模雜訊量如圖 2.5(a)所示，為實 際值的二分之一，所以在頻譜分析儀上的共模雜訊需加上 3dB 才是實際值。若是 以DMRN 來量測差模雜訊如圖 2.5 (b)所示，因為此時的 DMRN 可視為一組平衡電 橋，所以DMRN 量測不到差模雜訊，這也是 DMRN 名稱的由來。 DMRN 50Ω L N 16.7Ω 50Ω 16.7Ω 16.7Ω 50Ω G 接收顯示器 圖2.4 差模拒斥網路的電路架構 50Ω L N 16.7Ω 50Ω 16.7Ω 16.7Ω 50Ω G 接收顯示器 I L,CM I L,CM V CM V CM V 0,CM = 0.5V V CM V CM CM (a) 共模雜訊

17 50Ω L N 16.7Ω 50Ω 16.7Ω 16.7Ω 50Ω G 接收顯示器 I DM I DM 0.25I DM 0.25I DM V DM V DM V 0,DM =0 V 0,DM =0 V DM V DM V DM V DM 0.75I DM 0.75I DM (b) 差模雜訊 圖2.5 差模拒斥網路量測原理說明 圖2.6為DMRN量測時的線路連接圖。事實上，DMRN的使用方法為：先如圖 2.6接線，此時依據所得的共模雜訊設計共模雜訊濾波器。除去DMRN並接上所設 計的共模雜訊濾波器，接下來便可量測得到差模雜訊，再依據所得的差模雜訊設 計差模雜訊濾波器，如此可得完整的濾波器。 LISN DMRN I_CM G I_DM 電 源 I_CM 待 測 物 接收顯示器 0.5V_CM I_CM-I_DM I_CM+I_DM LISN DMRN I_CM G I_DM 電 源 I_CM 待 測 物 接收顯示器 0.5V_CM I_CM-I_DM I_CM+I_DM 圖2.6 使用 DMRN 量測傳導性電磁干擾的線路連接圖

18 表2.3為各種雜訊分離法比較得知DMRN的設計步驟比較繁複，但是其材料的 取得最為容易且較不會有飽和與頻寬問題，若是不論量測步驟的繁複與否，DMRN 實在不失為量測傳導性電磁干擾的最佳工具。 表2.3 各種分離技術比較 分離技術 成本 頻率響應(MHz) 組合元件 輸出 電流探棒 高 15 電流浪大器和探棒 2CM/2DM CM/DM辨識網路 中 10 射頻變壓器 2CM/2DM 差模拒斥網路 低 30 精密電阻 0.5CM 主動雜訊分離器 中 20 高頻運算放大器 2CM/2DM 功率結合器 高 30 0°和180°功率結合器 _{2CM/ 2DM}

2.4 半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊分析

圖2.7 為 圖 2.1 之 傳 導 性 雜 訊 測 量 頻 譜 圖 ， 橫 軸 為 傳 導 性 雜 訊 頻 率 範 圍 150kHz~30MHz，縱軸為傳導性雜訊大小(dBμV)，咖啡色為傳導性雜訊瞬間最大 值量測結果。了解紅色線因素和降低方法是很重要的，所以本節將分析半橋升壓 型功率因數修正器之共模和差模雜訊來源數學方程式，由數學方程式找出降低傳 導性雜訊的方法。 dBμV 30MHz 150kHz dBμV 80 100 50 1MHz 10MHz dBμV 30MHz 150kHz dBμV 80 100 50 1MHz 10MHz 圖2.7 半橋升壓型功率因數修正器傳導性雜訊頻譜

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2.4.1 半橋升壓型功率因數修正器差模雜訊源分析

考慮圖2.1，其電感電流可視為平均電流與漣波電流所造成，其中平均電流可 以近似地表示如下: ( ) 2 sin( ) , t V P t I rms in o L ≈_η ω (2-5) 其中V_in,rms表示輸入電壓的方均根值，P 表示輸出功率，_o η表示效率。電感漣波電 流可以表示如下: )] ( 1 [ ) ( ) sin( 2 ) ( ) ( _, t d V Lf t d t V Lf t d t i o s rms in s L − = = ∆ ω (2-6) 由於∆iL(t)與d(t)，均隨著輸入電壓Vin(t)而變化，因此要對漣波電流做正確的富 立葉分析(Fourier analysis)並不容易，為了簡化起見，我們以某一個d值下的漣波 電流，當作各個切換週期的漣波電流，並依此作富立葉分析。假設開關切換時間 夠快，那漣波電流工作在 CCM 在某一責任週期d下，將如圖 2.8 所示，其中T 表 示開關的切換週期。 ) (t i_L ∆i_L(t) ∆ dt t i d∆ _L() dT iL ∆ T d iL ) 1 ( − ∆ − (1-d)T ) (t i_L ∆i_L(t) ∆i_L(t) ∆i_L(t) ∆ dt t i d∆ _L() dt t i d∆ _L() dT iL ∆ dT iL ∆ T d iL ) 1 ( − ∆ − T d iL ) 1 ( − ∆ − 0.5dT 0.5dT (1-d)T L i ∆i_L ∆i_L ∆ t t ) (t i_L ∆i_L(t) ∆i_L(t) ∆i_L(t) ∆ dt t i d∆ _L() dt t i d∆ _L() dT iL ∆ dT iL ∆ T d iL ) 1 ( − ∆ − T d iL ) 1 ( − ∆ − (1-d)T ) (t i_L ∆i_L(t) ∆i_L(t) ∆i_L(t) ∆ dt t i d∆ _L() dt t i d∆ _L() dT iL ∆ dT iL ∆ T d iL ) 1 ( − ∆ − T d iL ) 1 ( − ∆ − 0.5dT 0.5dT (1-d)T L i ∆i_L ∆i_L ∆i_L ∆ t t 圖2.8 某個 d 值下漣波電流和微分值

20 對∆i_L(t)作微分後，可以得到在時域上相差T/2 的週期性方波，因此富立葉轉換如 下:

∑

∞ = + = ∆ 1 , ) 2 sin( 2 ) ( n n s rms n L t I n f t i π θ (2-7) ) sin( ) ( 2 ) 1 ( ) sin( ) ( 2 2 2 , d n n Lf V d d d n n i I s o L rms n π π π π = − ∆ = (2-8) 因此在LISN 量到雜訊電壓為 ) sin( ) ( 2 50 2 , n d n Lf V V s o rms dn π π = (2-9) 由(2-9)式可以發現： (1) 由於Vdn,rms正比於 2 / 1 n ，因此V_dn,rms將以-40dB/dec 的形式遞減，這是因為漣波 電流是三角波的緣故。 (2) 有三種方法可以降低漣波電流所造成的雜訊-(a)降低Vo(b)提高L(c)提高 fS。 雖然這三種方法都可以降低差模雜訊，可是可行性不高，因為： (a) 單相半橋升壓型功率因數修正器電感電流工作在 CCM 模式而言，Vo通常輸入 電壓有效值為90~260V，因此Vo至少370V 以上，由於一般Vo設計在370~400V 之間，所以降低Vo空間不大。 (b) 輸入電感 L 越大，電流漣波越小，但是相對於電流迴路響應會變慢，所以改變 L 受限於漣波電流大小和系統電流迴路頻寬要求。 (c) 提高fS雖然亦可降低差模雜訊，不過會造成共模雜訊增加和功率開關交換損失 增加，進而增加系統散熱片和體積。

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2.4.2 共模雜訊來源分析

考慮圖2.9，通常散熱片基於安全考量，會與接地線相接，因此當功率開關和 功率二極體鎖在散熱片時，必須墊上一層薄的絕緣片[14]。由於絕緣片的厚度相當 薄，而且有相當大的面積，因此它的電容可達20pF~100pF 左右，對Q₁或Q₂而言， 由於它的汲極與地之間的電壓，是在0~2VDC之間作高頻跳動，因此切換波形將藉 由C 耦合到地，因此對半橋升壓型功率因數修正器而言，共模雜訊最主要的來源_p 為Q₁或Q₂所造成的。以下將以數學方程式分析Q₁或Q₂所造成的共模雜訊，不過 為了方便分析起見，在此做了幾點假設： (1) 功率開關Q₁ 或Q₂的汲極與地之間的電壓波形，為一梯形波且具有相同的 上升下降時間(τ)。 (2) 以某一個d值下的Q₁ 或Q₂汲極電壓波形，當作是各個切換週期的電壓波 形，並依此作富立葉分析。 (3) 電流I₁ ≅ I₂。 50Ω 50Ω I1 I2 CP CP L C1 C2 Load Q1 Q2 50Ω 50Ω I1 I2 CP CP L C1 C2 Load Q1 Q2 圖2.9 共模雜訊來源

22 圖 2.10(a)為Q₁汲極與地之間的電壓波形，其中 T 表示Q₁的切換週期。因為 ) / (dv dt C iCM = P 以及I1 ≅I2，所以在 LISN 上所量到的雜訊電壓Vc(t)，將如圖 2.10(b)所示。 τ τ o V T d ) 1 ( − dT t t τ o pV C 1 25 τ o pV C 1 25 − ) (t Vc o V (a) (b) 圖2.10 (a) Q1汲極電壓波形 (b) 共模雜訊波形 富立葉分析如下:

∑

∞ = + = 1 , sin(2 ) 2 ) ( n n s rms cn C t V n f t V π θ (2-10) T n T n d n f C V V_cnrms o p s _πτ πτ π ) sin sin( 2 100 , = (2-11) 對於2-11 式，若以某個 d 值去作圖，將可發現其包絡面(envelope) ，如圖 2.11 所示。在圖2.11 中： (1) 當 f<1/nτ 時其振幅為100C_PV_Of_S / 2。

23 (2) 當 f>1/nτ 時其振幅將以 20dB/dec 的形式遞減。 (3) 當 f=1/nτ 時，可視為轉折頻率，轉折頻率一般均為 MHz 以上。例如當τ =60ns 時，則轉折頻率為 5.3MHz，例如當τ=45ns 時，則轉折頻率為 7MHz。 1 nτ 100V_oC_p f_s 1.414 M agni tude Frequency 20dB/dec 1 nτ 100V_oC_p f_s 1.414 M agni tude Frequency 20dB/dec 圖2.11 估算共模雜訊電壓包絡面 觀察 2-11 式，可以知道三個參數可以降低共模雜訊-(a)降低V (b)降低O f (c)S 降低C_P。不過在前一節提到，V 和_O f 不太能改變，至於(c)項改善空間也不大，_S 不過有一項類似降低CP的方法如圖2.12 所示，在功率開關與散熱片之間，加上一 個導熱性佳的散熱片，並將其金屬片接到功率開關的源極，當然功率開關與金屬 片以及金屬片與散熱片之間，均要墊上絕緣片，由於流經CP電流大部分沒有流經 至CP₁而流經功率開關源極端，所以流經CP1的雜訊電流大幅減少，使得耦合到地 的共模雜訊將降低不少。 50Ω 50Ω I1 I2 CP CP L C1 C2 Load Q1 Q2 Cp1 Cp1 A B 50Ω 50Ω I1 I2 CP CP L C1 C2 Load Q1 Q2 Cp1 Cp1 A B 圖2.12 降低共模雜訊的方法

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第 三 章

半橋升壓型功率因數修正器緩震電路設計

3.1 Undeland 緩震電路介紹

半橋式升壓型功率因數修正電路，如圖3.1(a) 所示，除了要有好的工作性能(效 率高、總諧波失真低)，其他必須考慮的因素包括功率元件的散熱及電磁干擾，尤 其當頻率越高，這個問題更加難以處理。當功率元件切換時，由於電壓和電流重 疊而產生更大的功率損失，如圖3.1(b)所示；由於功率開關 Q1或 Q2截止受到電路 的雜散電感 LP影響產生最大電壓， Q1或 Q2導通受到飛輪二極體 D1或 D2逆向回 復電流Irr影響產生最大電流，如果 LP太大或Irr太大，會使 Q1或 Q2切換軌跡超過 安全工作區，致使 Q1或 Q2損壞，如圖3.1(c)所示。 CP L C1 C2 Load Q₁ L N D₁ D₂ Q₂ L_P L_P L_P CP L C1 C2 Load Q₁ L N D₁ D₂ Q₂ L_P L_P L_P (a) 電路圖

25 gs v DS v S i 1 − = f T d V o I ) (on s P ) (off s P c P on t toff rr t gs v DS v S i 1 − = f T d V o I ) (on s P ) (off s P c P on t toff rr t (b) 切換損失圖 SOA Turn-off Turn -on V r i r i SOA Turn-off Turn -on r V r i Snubber circuit SOA Turn-off Turn -on V V r i r i SOA Turn-off Turn -on 二極體逆向回復電流 寄生效應 r V r i Snubber circuit (c) 安全操作區域圖 圖3.1 半橋升壓型功率因數修正器

26 緩震電路是利用電容器和電感器的特性改善功率元件的切換軌跡，減少功率 元件的切換損失，並抑制功率元件的電壓和電流突波，減少高頻電磁干擾，以保 護功率元件。緩震電路一般可分為主動和被動式兩種，主動式緩震電路可將儲存 於緩震電路的能量回饋給電源系統，可保護功率元件和提昇系統效率，但是線路 較複雜、成本較高，所以電子產品大多使用被動式緩震電路為主。被動式緩震電 路將儲存於緩震電路的能量消耗在電阻上。 被動式緩震電路可分為導通型緩震電路與截止型緩震電路兩類，導通型緩震 電路改善功率元件的導通切換特性，截止型緩震電路改善功率元件的截止切換特 性。本章將介紹適合半橋升壓型功率因數修正器的Undeland 緩震電路，其電路結 構如圖3.2 所示，此緩震電路由一個電感L ，電容S C ，電阻S R ，以及二極體S D 和S1 2 S D 和電容COV所組合而成，至於使用Undeland 緩震電路的原因有下列幾點:

(1) 同時具備有導通(turn on) /截止( turn off)緩震電路的功能。 (2) 元件較少，所以較便宜。 (3) 切換元件和飛輪二極體能有較大的安全操作區域。 T+ T-D_f+ D f-L_s C_s L N R_s C_ov C₂ L Load C₁ T+ T-D_f+ D f-L_s C_s L N R_s C_ov C₂ L Load C₁ 圖3.2 Undeland 緩震電路

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3.2 功率開關的切換特性

為解釋緩震電路之必要性，首先以圖3.3(a)所示未加緩震電路之降壓式轉換器 來解釋，其中電路各部份均合理地將雜散電感包含進來。假設起始狀態為功率開 關導通，_{ic =IO}。在_{t 時開關截止程序開始，功率開關電壓上昇，但電路各部份之o} 電流維持定值直到t₁，當飛輪二極體開始導通時，此功率開關電流開始下降，下降 速度由功率開關特性和閘極觸發電路決定。功率開關電壓可以表示為 dt di L V v c d CE = − δ (3-1) 其中L_δ = L₁+L₂ +...，此雜散電感將造成過電壓，因為di_c/dt為負會與輸入電 壓疊加。當電流在t 下降至 0 後，電壓亦回至₃ V 並維持在此值。 _d 在功率開關導通過程時，功率開關電流在t₄開始上升，上升速度由功率開關特 性和閘極觸發電路決定。方程式(3-1)仍適合於此，但由於di_c/dt為正因此功率開關 電壓v_CE將較V 稍低。由於飛輪二極體反向回復電流之故，_d i 將超越_c I ，此時飛輪_O 二極體在t 時回復， 功率開關電壓則在₅ t 時下降至 0，下降速度由功率開關特性決₆ 定。功率開關導通和截止之電壓及電流波形如圖3.3(b)所示。 開關切換之波形亦可以圖3.3 (c)所示之切換路徑來表示，這些路徑均顯示功率 開關在導通及截止瞬間需同時承受高電壓及高電流，因此將造成高功率損失，同 時雜散電感會造成超過V 之過電壓，飛輪二極體之反向回復電流亦會造成超過_d I_O 之過電流，若此過電壓或過電流無法接受則需使用緩震電路來降低開關的負荷。 + -Vd L3 L2 i_C I_o v_CE + -Vd L3 L2 i_C I_o v_CE (a) 雜散電感效應

28 dt di L C δ dt di L C δ ic VCE Io t0 t₁ t3 t₄ t5 t6 Io Irr Vd (b) 功率開關導通和截止之電壓及電流波形 t6 t0 t5 t1 t3 t4 導通 截止 t6 t0 t5 t1 t3 t4 Vd VCE ic 理想切 換軌跡 (c) 切換路徑 圖3.3 降壓式轉換器

3.3 Undeland 緩震電路

3.3.1 使用Undeland緩震電路原因

半橋換流器(inverter)與半橋升壓型功率因數修正器電路結構相同，如圖 3.4 紅 色虛線部份，所以半橋升壓型功率因數修正器可當半橋換流器使用。因為半橋升 壓型功率因數修正器需要閉迴路控制，才能達到功率因數修正功能，而半橋換流

29 器在電阻性負載下，輸出電壓及電流同相，不需要閉迴路控制，所以為了實驗方 便，本節都用半橋換流器來分析和設計Undeland 緩震電路。 C1 L O A D Q2 Q1 L C2 N D1 D2 L O A D L O A D Vi VO L O A D L N L O A D L O A D Vi V_O C1 C2 Q2 Q1 D1 D2 C1 L O A D Q2 Q1 L C2 N D1 D2 L O A D L O A D Vi VO L O A D L N L O A D L O A D Vi V_O C1 C2 Q2 Q1 D1 D2 (a)升壓型功率因數修正器 (b)換流器 圖3.4 半橋轉換器可以雙向動作說明圖 橋式換流器如圖 3.5 所示，負載電流在一個切換週期內可視為定值I ，_O I 之_O 方向如圖中所示為流入轉換器臂，但亦可能為流出。與降壓器轉換器不同的是， 截止之緩震電路在此不能單獨使用，必須配合導通之緩震電路，說明如下：當 O I 流 向轉換器臂時，若_T−截止則_{I 流經O Df+}使得_CS+之電壓為0，當T₋導通Df₊反向回 復時，將有如圖3.4 所繪之迴路形成使C_S+之充電電流流經T₋。其會增加T₋額外之 導通瞬間損失。同理亦可推導_T+之導通情形，另外 ₊ S C 對於降低T₋截止時之切換 應力亦毫無幫助。 V_d + -D s-+ -Cd T+ T -R_s+ R s-C_s+ C s-I_o D_f+ D f-V_d + -D s-+ -Cd T+ T -R_s+ R s-C_s+ C s-I_o D_f+ D 圖3.5 橋式換流器

30 Undeland 緩震電路，其電路結構如圖 3.6 所示，它具備有導通及截止緩震電路 的功能，由圖中所繪之迴路可知在T₋導通D_f+反向回復瞬間，電流亦流經導通緩 震電路之電感，減輕前述無導通緩震電路之問題。 + -T+ T-+ -T+ T-+ -T+ T-RS C _ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -C_d T+ T-Io Df+ D f-+ -T+ T-+ -T+ T-+ -T+ T-RS C _ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -C_d T+ T-Io Df+ D f-圖3.6 橋式 Undeland 緩震電路

3.3.2 Undeland 緩震電路工作原理

由於換流器一般都做為馬達驅動使用，所以負載可視為一電阻與電感串聯之 等效電路，因為有電感性負載存在，所以元件 IGBT 在做開關切換時，電壓突波 的發生將是無法避免。又在換流器有一項重要的原則必須遵守，便是上下兩個開 關不能同時導通，否則將造成短路，產生極大之電流而把元件燒壞，所以本節討 論與分析時，都是將上下其中一個開關截止，在令另一個開關導通或截止來進行 討論，當下面的開關截止時，電路可簡化成如圖3.7(a) ，而當上面的開關截止時， 則電路可簡化成如圖 3.7(b)。此外，在做暫態分析時，由於一般馬達負載時，等 效電感值皆相當大，所以在暫態時，可視為一定電流源，即暫態分析時，可視為 斷路(open)，依此原則，以下將詳述 Undeland 緩震電路的工作原理與設計。

31

+

-R

+

-R

+

-+

-R

+

-R

L

+

-R

S

₁

V

_d

+

-

L

S

₂

+

-R

D

₂

D

₁

V

_d

+

-R

+

-R

+

-+

-R

+

-R

L

+

-R

S

₁

V

_d

+

-

L

S

₂

+

-R

D

₂

D

₁

V

_d (a) (b) 圖3.7 半橋換流器 (a) S2導通 (b) S1導通時簡化電路

S

1

導通

1. 在S₁導通之前，負載電流流經飛輪二極體Df₋，iL_S =0，VC_S =Vd。 2. 當S₁導通時，電流變換成流經L 及S S1，iL_S =iS1 =I1+Irr，其中Irr為Df−之 反向回復電流。 3. 當 =0 S C V 時，二極體 1 S D 導通，而電感L 上之能量由電阻S R 消耗。 S 4. 電流之流動情形請參考圖 3.8。 + -+ -+ -RS C ov LS DS1 DS2 CS Vd + -Cd S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -R_S C ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS Vd + -Cd S1 S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS V_d + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 DS2 CS Vd + -Cd S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 DS2 CS Vd + -Cd S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -R_S C ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -R_S C ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov L_S DS1 DS2 C_S Vd + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS Vd + -Cd S1 S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS Vd + -Cd S1 S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS V_d + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS V_d + -Cd S₁ S2 Df+ D f-圖3.8 當 S1導通時之電流流動情形

32

S

1

截止

1. 在S₁截止之前，負載電流流經S₁，i I₁ S L = ，VC_S =0。 2. 當S₁截止時，電流將流經C ，則跨於S C 上之電壓上升。 S 3. 當VC_S <Vd時，所有之負載電流流經C ，直到S VC_S =Vd。 4. 當VC_S =Vd時，飛輪二極體D 將導通，且電感S2 L 上之能量，由電阻S R 消耗。 S 5. 電流之流動情形參考圖 3.9。 + -+ -+ -RS C _ov LS D_S1 DS2 CS Vd + -C_d S1 S2 D_f+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 C_S V_d + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS V_d + -Cd S1 S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C _ov LS D_S1 DS2 CS Vd + -C_d S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS Vd + -Cd S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -RS C _ov LS D_S1 DS2 CS Vd + -C_d S1 S2 D_f+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 C_S V_d + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 C_S V_d + -Cd S₁ S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS V_d + -Cd S1 S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS V_d + -Cd S1 S2 Df+ D f-+ -+ -+ -RS C _ov LS D_S1 DS2 CS Vd + -C_d S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -RS C _ov LS D_S1 DS2 CS Vd + -C_d S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS Vd + -Cd S1 S₂ Df+ D f-+ -+ -+ -RS C ov LS DS1 D_S2 CS Vd + -Cd S1 S₂ Df+ D f-圖3.9 當 S1截止時之電流流動情形

S

2

導通

1. 在S₂導通之前，負載電流流經飛輪二極體D_f+，i I₁ S L =− ，VCS =0。 2. 當S₂導通時，電流從D_f+變換成流經S₂。 3. 當D_f+截止，且 1 S D 導通， S L i 流經電容C ，跨於_S C 上之電壓上升。 _S 4. 當V_C V_d S = 時，D 導通，而電感S2 L 上之能量由電阻S R 消耗。 S 5. 電流之流動情形請參考圖 3.10。