第一章 緒論
1-1 簡介
在混合信號之積體電路中,可變增益放大器[1,2,3,4,5]和自動增益控制迴路 [6]被廣泛的使用,它的應用有相當多方面,例如通訊系統的應用、助聽器、硬 碟讀取裝置、醫療設備等[1,2,3,4,5,6]。而變增益放大器和自動增益控制迴路 最重要的部份就是指數函數產生器,其原因是為了可以獲取更高的增益控制範 圍,若增益可控制的範圍變大,則對於此系統更有好處。所以如何近似指述函數 變成判定指數函數產生器好壞的條件,在數學方面我們可以用無窮階的泰勒展開 式去近似指述函數,近似的效果非常好,但在電路上我們無法實現此無窮階的多 項式,所以必須尋找更近似指述函數的近似函數,不論是多項式或有理數。
就電路而言,在現今的互補金屬氧化物半導體製程中, MOS 在飽和區時並無 指數般的特性,只有在弱反轉區有指數的特性,但是在此區操作速度非常慢、且 頻寬也是非常的小,不適宜使用。然而雙極性接面電晶體就有指數的特性,但是 雙極性接面電晶體無法像互補金屬氧化物半導體一樣容易積體化,所以電路會比 現今的 CMOS 還要大,若使用 BiCMOS 製程則可以做到積體化,使電路變的更小,
但是 BiCMOS 製程現今還是非常的昂貴,所以不適宜普遍的使用。因此如何設計 出指數函數產生器之電路,且運用現今的互補金屬氧化物半導體製程技術,變成 一項相當重要的課題。
1-2 先前論文介紹與研究動機
ㄧ般而言,指數函數產生器可分電壓模式和電流模式,電壓模式和電流模式分 別就在於控制指數函數產生器的是電壓或電流。若針對電流模式的指數函數產生 器而言,先前的論文[7,8]有利用電流平方電路去實現泰勒二階展開式,來近似 指數函數,但由於判斷近似好與否的條件是(dB)強度誤差要小於正負 0.5(dB),
若遵照此條件去判斷,則使用此方法只能提供約 12.6dB 的輸出範圍,並非相當 的大。所以我們想要更近似指數函數,取得更高的輸入範圍或輸出範圍。也有論 文[4]使用電流乘法電路去實現泰勒四階展開式,來近似指數函數,雖然擁有約 24.6dB 的輸出範圍,但電路過於龐大,實際應用的機會過小。不論是以何種方 法去近似指數函數,都是要能更接近指數函數,進而獲取更加高的輸出範圍。
因此本篇論文之作法是先在數學上找到近似指數函數的近似函數。依據之前論 文比較的方法,取其(dB)強度誤差,且誤差值要落在正負 0.5dB 內,稱為非常近 似指數函數。因此我們使用的方法一是最佳近似法,在(dB)強度誤差小於正負 0.5dB 的條件下,去近似指數函數。另ㄧ方法就是使用柴比雪夫多項式的近似方 法去近似指數函數。從數學方面找到近似函數,再依序的實現電路。電路模擬結 果經證實與數學的模擬結果非常吻合。本論文實現之電流模式指數函數產生器,
不論是多項式的近似函數或是有理數的近似函數,都具有高輸入範圍和高輸出範 圍,且都符合(dB)強度誤差小於正負 0.5dB 的條件。相對於其他篇論文所實現之 電流模式的指數函數產生器,我們擁有其高輸入範圍和高輸出範圍,並且電路不 會過於龐大。
1-3 論文架構
本篇論文共分五章,第二章則是介紹本篇論文最重要的近似法,柴比雪夫多項 式近似法[9],利用柴比雪夫多項式近似法來近似指數函數。第三章介紹一種最 佳近似法,用其最佳近似法來逼近指數函數,包含二次有理數近似和四次有理數 近似。第四章則是本篇論文的電路實現和模擬,也包含先前的基本電路介紹。模 擬方面使用的工具有 HSPICE、MATLAB、HSPICE TOOLBOX 等。第五章則是電路佈 局圖、Pre-simulation 和 Post-simulation。第六章則是結論與未來研究,最後 在附上所有的參考文獻。
第二章 柴比雪夫多項式近似
2-1 柴比雪夫多項式
柴比雪夫多項式[9],是以俄國數學家P. F. Chebyshev (1821-1994) 的名字 所命名的,係用來求物理與工程問題的正交函數,擁有在非週期性的無限次方收 斂及忽略末點的非連續性之特性,柴比雪夫多項式的函數 定義在(-1,1)
上。與權重函數 在(-1,1)內為正交。因此 定義為:
) T
n(x
-1/2 2
) - (1 )
( x x
W = T
n(x )
[ ]
] [0, ,
) cos(
) ( )
(
) arccos(
1,1 - x 0
)], arccos(
cos[
) (
π θ
θ θ
θ
∈
′ =
=
=
∈
≥
⋅
=
n T
x T
x
n x n
x T
n n
n
因此柴比雪夫多項式為一獨立變數變化的餘弦函數,所以利用三角函數關係式:
θ θ
θ θ
θ θ
θ θ
θ θ
θ θ
)sin sin(
)cos cos(
) 1) - cos((
) (
)sin sin(
- )cos cos(
) 1) cos((
) (
1 1
n n
n T
n n
n T
n- n
+
=
′ =
=
+
′
+=
我們可以推衍出遞代關係式:
T x xT x - T x n T
- nθ
T
n- n
n
n- n
≤
=
∴
= ′
′
+ +
1 , ) ( )
( 2
) (
) ( )cos
2cos(
) (
1 1
1
1 θ θ θ
因此柴比雪夫前五項多項式如下所示
1 8
8 ) ( )
( 2 ) (
3 4
) ( ) ( 2 ) (
1 2
) ( )
( 2 ) (
) arccos cos(1
) (
1 ) arccos cos(0
) (
2 4
2 3
4
3 1
2 3
2 0
1 2
1 0
+
=
=
=
=
=
=
=
⋅
=
=
⋅
=
x - x x
T - x xT x
T
x - x x
T - x xT x
T
- x x
T - x xT x
T
x x
x T
x x
T
則
T
1( x ), T
2( x ), T
3( x ) 與 T
4( x )
之圖形如圖 2.1 所示。圖 2.1 柴比雪夫多項式圖
經由上式可以得知,
T
n(x )
之中x
n項的係數永遠是2
n-1。柴比雪夫多項式的正交關係為:
⎪ ⎪
⎩
⎪ ⎪
⎨
⎧
≠
=
=
=
≠
=
= ∫
−
0 0
2 ,
, 0,
) ( ) ( ) ( ,
1
1
m n
m n
m n
dx x W x T x T T
T
n m n mπ π
其中〈﹐〉定義為柴比雪夫內積,權重函數
W ( x ) = (1 - x
2)
-1/2。2-2 柴比雪夫多項式之經濟化
柴比雪夫多項式可以用來使近似的誤差變小,其方法為降低近似多項式之次數,
但只有失去最少的精確度。以下簡介此作法的緣由[9]:
因此柴比雪夫多項式在(-1,1)內,其極值落在[-1,1]內。
當我們只要將柴比雪夫多項式 除以其首項細數 ,就可以推衍出首項系
數為"1"之柴比雪夫多項式 。其定義如下:
)
T
n(x 2
n-1)
~ x ( T
n
~ ( ) 1
,0
x =
T ( )
2 ) 1
~ (
1 -
n
x
nT x
T =
n ,n ≥ 1
這些多項式也滿足遞迴關係:
2
, )
~ ( 4 ) 1
~ ( )
~ (
)
~ ( 2 ) 1
~ ( )
~ (
1 1
0 1
2
≥
=
=
+ x x T x - T x n
T
x T - x T x x
T
n- n
n
所以8 ) 1
~ ( 4 ) 1
~ ( )
~ (
4 ) 3
~ ( 4 ) 1
~ ( )
~ (
2 ) 1
~ ( 2 ) 1
~ ( )
~ (
)
~ (
1 )
~ (
2 4 2
3 4
3 1
2 3
2 0
1 2
1 0
+
=
=
=
=
=
=
=
=
x - x x T - x T x x T
x - x x T - x T x x T
- x x T - x T x x T
x x T
x T
則
~ ( )
1
x
T
,~ ( )
2
x
T
,~ ( )
3
x
T
,~ ( )
4
x
T
之圖形如圖 2.2 所示圖 2.2 首項係數為一之柴比雪夫多項式圖
由於
T ~ x
n( )
與T
n(x )
之間的線性關係。因此我們考慮在
x ∈ [-1,1]
,以n - 1
次之多項式來逼近隨意一個n
次多項式0 1
1
) 1
(
P
nx = a
nx
n+ a
n-x
n-+ ... + a x + a
由於
~ ( ) ( )
2
1 max max
[-1,1]
[-1,1]
1
T x P
nx
x n
n- x
∈
∈
≤
=
[9]我們的目標是選取
P
n-1( x )
,使得(x) -
-1(x)
1max
1 n n ], [- x
P P
∈ 為最小。
首先我們注意到 為一 次多項式且首項係數為"1",所以我 們可以得到
n n
n
P a
P (x) - (x))/
(
-1n
-1 1
2 (x))/ 1
- (x)
( Pn P
n a
n ≥
n-
也就是
~ ( ) (x))
- (x) 1 (
1
-
T x
P
a
nP
n n=
n這意味著我們應取
~ ( )
- (x)
1
(x)
-
P a T x
P
n=
n n n ,這種方式我們得到了1 1 - 1
1 1
- 1
1
1 ( (x) - (x)) 2
(x) -
(x)
max max
n n n-n] n , [- x n n
n ] , [- x
P a a P
a P
P = =
∈
∈
的最小值。此方法又稱柴比雪夫多項式之經濟化。
因此我們使用柴比雪夫多項式的經濟化來經濟化指數函數的泰勒3階(Taylor)展 式,依據上面方法:
因為
~ ( )
a - ) ( )
(
3 3 32
x P x T x
P =
6 a 1 4 , ) 3
~ ( 6 ,
1 2
1 1 )
(
2 3 3 3 33
x = + x + x + x T x = x - x =
P
所以
)
4 ( 3
6 - 1 6 1 2
1 1 )
(
2 3 32
x x x x x -
P = + + +
2 2
2 1 8
1 9
8 1 2
1 1
x x
x x
x + +
=
+ +
+
=
所以我們拿柴比雪夫多項式經濟化的多項式 ,泰勒 2 階展開式與指數函數 去做比較, 比較如下圖 2.3、 圖 2.4、 圖 2.5 所示
)
2
( x
P
圖 2.3 近似函數
P
2( x )
比較圖圖 2.4 近似函數
P
2( x )
dB 比較圖圖 2.5 近似函數
P
2( x )
dB 誤差比較圖由圖 2.5 可知,柴比雪夫多項式經濟化的多項式 雖然比泰勒 2 階展開式更 接近指數函數,但是在範圍-1 到 1 之間仍有誤差大於
)
2
( x P
±
0.5dB.所以我們必須將多 項式P
2( x )
作修正,使其在區間-1 到 1 內誤差都小於±
0.5dB.從圖 2.5,可以發 現在範圍-0.371 到-0.838 內的誤差是大於 0.5dB,若能將圖形做向下位移,則就 可以使得在區間-1 到 1 內誤差都小於±
0.5dB.所以我們將修正多項式 ,使的多項式
)
2
( x P
2
2
2
1 8 ) 9 (1 )
( x x x
P ′ = + δ + +
,接下來使用 MATLAB 去模擬這誤差δ
,MATLAB 模擬圖如圖 2.6 所示圖 2.6 誤差補償分析圖
由上圖 2.6 得知,
δ
=0.014 附近時誤差 dB 曲線離±
0.5dB 還有 0.015 的距離, 所以修正後的多項式
2
2 2
2 1 8 9 72 73
2 1 8 0.014) 9 (1
) (
x x
x x x
P
+ +
=
+ + +
′ =
因此我們將多項式 ,泰勒 2 階展開式, 泰勒 3 階展開式與理想指數函數去 做比較,比較如圖 2.7、圖 2.8、圖 2.9 所示
)
2
( x
P′
圖 2.7 近似函數
P′
2( x )
比較圖圖 2.8 近似函數
P′
2( x )
dB 比較圖圖 2.9 近似函數
P′
2( x )
dB 誤差比較圖結果如圖 2.7、圖 2.8、圖 2.9 所示,在區間-1 到 1 內,近似函數 與指數 函數的誤差都小於 0.5dB,是滿足我們所想要的,並且
)
2
( x P′
± P′
2( x )
的 dB 範圍高達16.6dB,比泰勒 2 階展開所提供的約 12.6dB 還要好。
2-3 近似 虛擬指數函數
我們由數學式子推出理想指數函數寫成
-2 2
x x x
e
e = e
,這種近似的指數函數稱虛擬的指數函數,因此我們將之前所做的 2 2
2 1 8 9 72 ) 73
( x x x
P ′ = + +
近似理想指數函數改成 2
)
2( 2 2 1 2 8 9 72 ) 73
( x x
x
P ′′ = + +
來近似 2x
e
。於是近似理想指數函數的近似函數改寫成
)
P
r(x
2 2
8 1 16 - 9 72 73
8 1 16
9 72 73 ) (
x x
x x x
P
r+ + +
=
,因此我們將 和理想指數函數( )做比較,比較圖如圖 2.10、圖 2.11、圖 2.12 所示。
)
P
r(x e
x圖 2.10 近似函數
P
r(x )
比較圖圖 2.11 近似函數
P
r(x )
dB 圖圖 2.12 近似函數
P
r(x )
dB 比較圖由 MATLAB 模擬圖 2.10、圖 2.11、圖 2.12 可以得知,此近似函數 與理想 指數函數不是很相近,圖 2.12 的 dB 誤差更是大於
) P
r(x 0.5dB
±
。但是在仔細的查看圖 2.12 的 dB 誤差,它有一種趨勢,就是 時它的 dB 誤差是負的, 時 它的 dB 誤差是正的。所以我們可以嘗試把 的分子部分和分母部份加上一
常數 與 ,於是近似函數
> 0
x x < 0
) P
r(x
C
nC
d2 2
8 1 16
9 72
73
8 1 16
9 72
73 ) (
x x - C
x x C
x P
d n
r
+ +
+ +
= +
。接著我使用MATLAB 去模擬 與 ,當 與 等於何值時,近似函數 與理想指 數函數的 dB 誤差會小於 。模擬結果如圖 2.13 所示
C
nC
dC
nC
dP
r(x )
0.5dB
±
圖 2.13 誤差補償分析圖
當 與 等於 1/36 時,近似函數 會非常接近理想指數函數。於是我們
得到近似函數
C
nC
dP
r(x )
2 2
8 1 16
9 24 25
8 1 16
9 24 25 ) (
x x -
x x x
P
r+ +
= +
′′
,接著我們拿P
r′′ (x )
與理想指數函數去做比較,比較結果如圖 2.14、圖 2.15、圖 2.16 所示。
圖 2.14 近似函數
P
r′′ (x )
比較圖圖 2.15 近似函數
P
r′′ (x )
dB 比較圖圖 2.16 近似函數
P
r′′ (x )
dB 誤差圖由模擬圖 2.16 可以得到,輸入範圍在 以內,近似函數 與理想 指數函數的 dB 誤差都小於 。並由模擬圖 2.15 可以觀察到,其 dB 的範 圍有高達約 30.4dB。有此可知,近似函數
1.75
~ 1.75
- P
r′′ (x )
0.5dB
±
)
P
r′′ (x
非常地接近理想指數函數。2-4 柴比雪夫有理數近似
柴比雪夫有理數近[9]似定義如下:假定我們要用
N
階有理數r(x)
來近似函數f(x)
,則1 ,
m 0
0
0
= + =
= ∑
∑
=
=
N n m , q
(x) T q
(x) T p r(x)
k
k k n
k
k k
將
f(x)
寫成柴比雪夫多項式級數,定義出∑
∑
∑
∑
∑ ∑
∑
=
=
=
∞
=
∞
=
=
=
=
=
m
k
k k
n
k
k k m
k
k k k
k k k
m
k
k k n
k
k k k
k
(x) T q
(x) T p - (x) T q (x) T a
(x) T q
(x) T p (x)- T a f(x)-r(x)
0
0 0
0 0
0 0
則 、 、... 與 、 、... 等係數,是取成使此方程式右端
之分子, 之係數為零,當
k
= 0、1、... 。q
1q
2q
mp
1p
2p
n(x)
T
kN
因此我們使用柴比雪夫有理數近似指數函數(
e
x),其做法如下所示:) (
)}
( - )]
(
) {[(
1
2 2 1
1 0
0
2 2 1
1 0
0 2
2 1
1 0
0
4 4 3
3 2
2 1
1 0
0 4
0
0 2
2 1
1 0
0
2 2 1
1 0
0
(x) T q (x) T q (x) T q
(x) T p (x) T p (x) T p (x) T q (x) T q (x) T q
(x) T a (x) T a (x) T a (x) T a (x) T a (x)
f(x)-r
(x) T a f(x)
(x) , q T q (x) T q (x) T q
(x) T p (x) T p (x) T p q(x) ,r(x) p(x)
e f(x)
k k
k x
+ +
+ +
+ +
× +
+ +
+
=
=
+ = +
+
= +
=
=
∑
=其中
T
0(x) = 1
,T
1(x) = x
,T
2(x) = x
2- 1
,T
3(x) = 4 x
3- 3 x
,1 8
8
4 24
(x) = x - x + T
則解出
f(x) T
0(x) T
1(x) T
2(x) T
3(x) T
4(x) 192
1 384
17 48
13 192
217 64
81 + + + +
=
,我們考慮分子部份,則
) (
- )]
(
192 ) 1 384
17 48
13 192
217 64
[( 81
2 2 1
1 0
0 2
2 1
1 0
0
4 3
2 1
0
(x) T p (x) T p (x) T p (x)
T q (x) T q (x) T q
(x) T (x)
T (x)
T (x)
T (x)
T
+ +
+ +
×
+ +
+ +
經過化解,則找出
T
0(x)
,T
1(x)
,T
2(x)
,T
3(x)
,T
4(x)
的係數。0 2 1
0
1 2 1
1
2 2 1
2
2 1
3
2 1
4
96 13 384
217 64
81 :
768 451 192
269 192
217 :
384 487 768
451 48
13 :
384 217 384
53 384
17 :
96 13 768
17 192
: 1
-p q q
(x) T
-p q q
(x) T
-p q q
(x) T
q q
(x) T
q q
(x) T
+ +
+ +
+ +
+ +
+ +
再令其
T
0(x)
,T
1(x)
,T
2(x)
,T
3(x)
,T
4(x)
的係數等於零,則解出2 2
2 2
2 1
0
2 1
0
2 2 1
1 0
0
2 2 1
1 0
0
2 1
0 2
1 0
71 6 79
39 24 23
29 2 41
19 24 23
0.084476 +
0.49369 -
0.95776
0.068972 +
0.4633 +
0.95787
) ( 0.0422 )
( 0.4937 -
) (
) ( 0.0345 )
( 0.4633 )
( 0.9924
) ( )
( )
(
) ( )
( )
) ( (
0.0345 0.4633,
0.9924, 0.0422,
-0.4937, 1,
x x
-
x x
x x
x x
x T x
T x
T
x T x
T x
T
x T q x T q x T q
x T p x T p x T x p
r
p p
p q
q q
+ +
= +
=
+ +
= +
+ +
+
= +
∴
= =
=
=
=
=
因此我們拿
r(x)
和近似函數)
2 1 4
2 1 ( 4
e
g(x) e
22
2 -x
2 x
+ +
= +
= x
x - x x
與理想指數函數( )去
做比較,比較結果如圖 2.17、圖 2.18、圖 2.19 所示。
e
x圖 2.17 近似函數
r(x)
比較圖圖 2.18 近似函數
r(x)
dB 比較圖圖 2.19 近似函數
r(x)
dB 誤差比較圖由圖 2.19 可得知,柴比雪夫有理數近似函數 比近似函數 還要有更大 的 dB 範圍,輸入範圍從-2.6~2 且擁有約 39dB 範圍。所以此近似有理數函數是 非常近似理想的指數函數。
r(x) g(x)
第三章最佳近似法
3-1 二次有理數近似
我們使用一近似函數
g ( x ) = ( a
0+ a
1x )/( a
0- a
1x )
去近似指數函數( ),首先我們注意到近似指數函數( )可以改寫成
e
xe
x-2 2
e e
x x
,所以我們將 的分子
和分母 分別去近似
) g (x
x a
a
0+
1a
0- a
1x
2x
e
和 2-x
e
。然而我們最終希望的結果是近似 函數g ( x ) = ( a
0+ a
1x )/( a
0- a
1x )
非常近似指數函數( ),允許的條件式誤差小於 ,所以其式子等於
e
x0.5dB
± ) 0.5
x a - a
x a ( a
20log -
) (e 20log
1 0
1 0 10 x
10
+ ≤
。
於是我們使用MATLAB去模擬這 和 的值使其滿足條件式,假定我們允許的
和 值範圍限定在100以內,結果模擬出6組近似函數並且都滿足條件,其數值如 下表3.1:
a
0a
1a
0a
1
a
0a
1 MAX dB error29 13 0.45633 38 17 0.45177 58 26 0.45633 76 34 0.45177 67 30 0.44628 96 43 0.44408 表3.1
a
0和a
1係數表由表3.1可知,找到的係數內
g ( x ) = (96 + 43 x )/(96 - 43 x )
這組係數離條件 最遠,誤差最小,所以我們取得之近似函數。
0.5dB
±
) 43 - )/(96 43
(96 )
( x x x
g = +
接著我使用MATLAB去做比較,比較近似函數
g ( x ) = (96 + 43 x )/(96 - 43 x )
與指 數函數(e
x)。其比較圖如圖3.1、圖3.2、圖3.3。圖3.1 近似函數
g (x )
比較圖圖3.2 近似函數
g (x )
dB 比較圖圖3.3 近似函數
g (x )
dB 誤差圖由圖 3.3 可知
g ( x ) = (96 + 43 x )/(96 - 43 x )
在範圍x ≤ 1.35
內,與其指數函數 ( )的誤差都小於 。由圖 3.1、圖 3.2 此可知近似函數 非常接近指述函數( ),並且擁有其非常高的輸入範圍,從 高達 2.7,輸 出範圍也高達 24dB。
e
x± 0.5dB g (x )
e
x- 1.35 ~ 1.35
3-2 四次有理數近似
我們使用一
四次有理數
函數 去近似指數函數( ),首先我們注意到近似指數函數( )可以改寫成
) )/(
( )
( x b
0b
1x b
2x
2b
0-b
1x b
2x
2b = + + +
e
xe
x- 2 2
e e
x x
,所
以我們將
b (x )
的分子b
0+ b
1x + b
2x
2和分母b
0-b
1x + b
2x
2分別去近似 2x
e
和-2x
e
。然而我們希望是近似函數 非常近似似指數函數( ),允許的條件是誤差小於
) )/(
( )
( x b
0b
1x b
2x
2b
0-b
1x b
2x
2b = + + +
e
x± 0.5dB
,所以其式子等於0.5 x )
a - a
x a ( a
20log -
) (e 20log
1 0
1 0 10 x
10
+ ≤
。於是我們使用 MATLAB 去模擬這
、 和 的值使其滿足條件式,假設我們允許的 、 和 值範圍限定在 100 以內,結果模擬出 2 組近似函數都滿足條件並且擁有其相當大的輸入和輸出 範圍,其數值如下表 3.2:
b
0b
1b
2b
0b
1b
2
b
0b
1b
2 Max dB error 49 23 3 0.477558 98 46 6 0.477558 表 3.2b
0、b
1和b
2 系數表由上表可知,找到的似函數 。於是
我們將此
四次有理數
函數和指數函數做比較,比較結果如圖 3.4、圖 3.5、圖 3.6 所示。) 3 23 )/(49 3
23 (49 )
( x x x
2- x x
2b = + + +
圖 3.4 近似函數
b (x )
比較圖圖 3.5 近似函數
b (x )
dB 比較圖圖 3.6 近似函數
b (x )
dB 誤差比較圖由圖 3.6 可知
b ( x ) = (49 + 23 x + 3 x
2)/(49 - 23 x + 3 x
2)
在範圍x ≤ 3.5
內,與其指數函數(
e
x)的誤差都小於± 0.5dB
。圖 3.4、圖 3.5 則可知近似函數非常接近指述函數( ),並且擁有其非常高的輸入範圍,從 高
達 7,輸出範圍也高達約 60dB。
)
g (x e
x- 3.5 ~ 3.5
第四章 電路實現與模擬結果
4-1 最佳近似法電路實現 4-1.1 電路設計
由於最佳近似法所近似的函數是2次有理數
( )
( x )
x x
g 96 - 43 43 ) 96
( = +
,所以我們必須要有電流的倍數關係,於是我們參考以前的人論文所提供之電流乘法電路 [10],電路如圖4.1所示。其中M1、M2、M3、M4均操作飽和區,M1、M3和M2、M4 為電流鏡,最後輸出電流 與輸入電流 會有其倍數關係,即完成電流乘法 電路。其式子推導如下:
I
outI
in( I I ) k I ( 4 . 1 ) k
kI - kI I
I I
kI I
, kI I
I I I , I I I
in 1
2 1
2 3
4 out
2 4
1 3
out 3
4 in 1 2
=
−
=
=
−
=
=
=
+
= +
=
V DD
GND
圖4.1電流乘法電路[10]
由上式子(4.1)的電流倍數關係,我們即可以實現近似函數
( )
( x )
x x
g 96 - 43 43 ) 96
( = +
的ㄧ次項係數,若我們在加上一常數電流源去實現常數部份,則似函數
( )
( x x )
x
g 96 - 43 43 ) 96
( = +
的分子和分母部份就可以實現出來。若我們在參考先前的論文所提供之電流轉電壓轉換器[11] ,則可以實現電流相除的功能,並將其結 果轉成電壓。所以完整電路圖如圖4.2所示。其式子推導如下:
I ) k I - (k I I k - I k I
I ) k I (k I I k I k I
o in 1 2 o in 1 o 2 d
o in 1 2 o in 1 o 2 n
=
=
+
= +
=
Vd s In
Id
in 1I k
0 2I k
V
DDGND
I0 k2I0
in 1I k
M8 M7 M4 M2
M1 M3
M12 M14 M11 M13
M17 M16
M18 M15
M9 M10
M6 M5
Iin Iin
圖4.2 最佳近似法完整電路
電路圖4.2中,其中電流 和電流 分別實現分子和分母的式子。由於實現近似
函數
I
nI
d( )
( x x )
x
g 96 - 43 43 ) 96
( +
=
,所以0 in
I I
等於近似函數的變數
x
,則k
1= 1
、 、, 的範圍從 ,最後在將結果轉成電壓輸出。
2.232 k
2=
10uA
I
0= I
in- 13.5uA ~ 13.5uA 4-1.2 模擬結果
我們使用HSPICE模擬,再搭配HSPICE TOOLBOX和MATLAB工具去做比較。模擬解 果如圖4.3、圖4.4、圖4.5、圖4.6、圖4.7所示。
圖4.3 HSPICE
I
n和I
d電流模擬圖圖4.4 HSPICE
I
n/I
d模擬圖圖4.5 HSPICE (
I
n/I
d) dB 模擬圖-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5
x 10-5 -4
-3.5 -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5x 10-5
In,Id(A)
Iin(A)
Id In
圖4.6 HSPICE轉MATLAB
I
n和I
d電流模擬圖-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 x 10-5 0
0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4
In/Id
Iin(A)
proposed circuit
ideal exponential function
圖4.7 HSPICE轉MATLAB
I
n/I
d比較圖-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5
x 10-5 -15
-10 -5 0 5 10 15
In/Id(dB)
Iin(A)
proposed circuit
ideal exponential function
圖4.8 HSPICE轉MATLAB (
I
n/I
d) dB 比較圖圖 4.9 HSPICE 轉 MATLAB (
I
n/I
d) dB 誤差圖由模擬結果圖 4.8 和圖 4.9 可知, / 的曲線和理想指數函數的曲線極為接 近,其 dB 圖也是非常的貼近,在區間 內其 dB 誤差也是小於
。由此模擬結果可以得知電路模擬和數學模擬是一致的。
I
nI
d13.5uA
~ 13.5uA -
0.5dB
±
4-2 柴比雪夫多項式之經濟化電路實現 4-2.1 電路設計
我們要實現二次式的電路必須要有平方的電路,因此我們接著來介紹電流平方 電路[12]。它的基本定理是由下圖 4.9 之電路衍生出來的,如圖 2.x1 中 M1、M2 都是操做在飽和區的 MOS 電晶體,其式子推導如下:
因為
M1 電流 I
1= K(V
a− V
t)
2, M2 電流 I
2= K(V
b− V
t)
2
V
a+ V
b= V
2, V
b= V
2− V
a, V
a− V
b= V
2− 2V
b= 2V
a− V
2 所以I
1− I
2= K(V
2− 2V
t)(V
a− V
b)
( 4 . 1 ) )
2V 2K(V
) I ) (I
2V 2 K(V
I 1
I
2t 2
2 2 2 1
t 2
2
1
−
+ −
−
= +
V 2
V b
V a
I
2I
1圖 4.10 電流平方電路的基本電路圖[12]
由(4.1)式子可以得知,M1、M2 二電晶體之電流相加有平方的效果。
但因(4.1)式子中還有電壓的因素,所以我們必須把它取代掉,因此我們使用下 圖 4.11 的偏壓電流源取代,M4、M5 電晶體均操作在飽和區且尺寸大小皆相同,
其式子推導如下:
因為
I
d= K(V
gs− V
t)
2所以
I
0= K(V
gs− V
t)
2) 2 . 4 (
) 2V 4 K(V
1
2 )
2V V
K( V
) V 2 )
V ( V
K(V
2 t 2
t 2 GND
2
2 t GND
2 2
−
=
−
= +
− −
−
=
V 2
I
0V DD
GND
圖 4.11 電流平方電路的偏壓電路圖[12]
經由上述二電路即可以組合成電流平方電路[12],電路圖如下圖 4.12 所示。所 有電晶體皆操作在飽和區,其式子推導如下:
因為
I
in= I
1− I
2, I
out= I
1+ I
2
I
1= K(V
a− V
t)
2, I
2= K(V
2− V
a− V
t)
2所以
I
in= K[(V
a− V
t)
2− (V
2− V
a− V
t)
2] = K[(V
2− 2V
t)(2V
a− V
2)]
2
t 2
2 2 in
t 2
2 1
out
2K(V 2V )
) I 2V 2 K(V
I 1 I
I = + = − + −
因為 0
K(V
22V
t)
24
I = 1 −
所以
( 4 . 3 ) 8I
2I I I
0 2 in 0
out
= +
由式子(4.3)可以得知,最後輸出電流會和輸入電流有平方的關係。
I
in VaI
outI
0V DD
GND
I
1I
1I
2圖 4.12 電流平方電路圖[12]
因此我們參考先前的論文提到的電流平方電路[12],在輸入端提供 的電 流,在輸出端流入 的電流。其式子整理如下:
0 1
I k
0 2
I k
)) 2 4k
(8 k I
k I I
I 2 ( 1 4 I
)) 8 k
4(2 k I I
k 2I
( I 4 I
8I I I
4 )I k 8 k
(2 k
I 8I k
I I 4 )I k 8 (2 k I
8I I I
4 )I k 8 (2 k
8 I k 8I I I
4 2I k
8I ) I k 2I (I
I k I
2 2
1
o in 2 1
o 2 in o
2 2 1 in
o 1 2 o
2 in o
o 2 in in 1 o 2 2 1
o 2 o 2 in in 1 o 2 1 out
o 2 in in 1 o 2 1
o 2 1 o 2 in in 1 o
o 2 o 1 in o
0 2 out
− +
+ +
=
− +
+ +
=
+ +
− +
=
− +
+ +
=
∴
+ +
+
=
+ +
+
=
+ +
= +
由上式子可以得知,因為我們要實現的式子是 2 2
2 1 8 9 72 ) 73
( x x x
P ′ = + +
,所以可得1.6 k
8 ,
k
1= 9
2≅
。經由這樣的設計我們就可以去實現P′
2( x )
的電路,電路圖如圖 4.13 所示。
V
DDGND
I 0
I 0
1 0I k
0 2
I k
圖 4.13 柴比雪夫多項式的經濟化電路圖
電路圖 4.13 中,M2 和 M4 是我們外加在電流平方電路[12]的輸入端和輸出端的 電流,其中 M3、M7、M8、M9、M10、M11 為原本的電流平方電路[12],M5、M6、
M12 為觀察 電流之用。當
I
電流從-
變化之時,I
相對於
I
in 流成指數般的變化。I
out in35uA ~ 35uA
out電流則會電
4-2.2 模擬結果
我們使用 HSPICE 模擬,再搭配 HSPICE TOOLBOX 和 MATLAB 工具去做比較。模 擬結果如圖 4.14、圖 4.15、圖 4.16、圖 4.17、圖 4.18 所示。
圖 4.14 HSPICE
I
out電流模擬圖圖 4.15 HSPICE (
I
out) dB 模擬圖-4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 x 10-5 0
0.5 1 1.5 2 2.5x 10-5
Imn6(A)
Iin(A)
proposed circuit
ideal exponential function
圖 4.16 HSPICE 轉 MATLAB
I
out電流比較圖-4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4
x 10-5 -10
-8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10
Imn6(dB)
Iin(A)
proposed circuit
ideal exponential function
圖 4.17 HSPICE 轉 MATLAB(
I
out) dB 比較圖圖 4.18 HSPICE 轉 MATLAB(
I
out) dB 誤差圖由模擬圖 4.14 可知,我們電路上所實現的電流曲線和式子是相當的吻合,再由 圖 4.15 所呈現的 16.6dB 得知,我們電路上模擬的和數學上所模擬的差距很小。
因此我再拿其 Hspice 模擬的結果利用 Hspice Toolbox 這套工具把它呈現在 MATLAB 上,由 MATLAB 的模擬圖 4.17 和圖 4.18 可以得知,電路模擬出來的和理 想的值非常接近,在區間
- 35uA ~ 35uA
內其 dB 誤差都小於±
0.5dB,和我們 之前作的數學模擬非常吻合,高達 16.6dB,比論文[7]所提供的電流模式之指數 函數產生器所提供 12.6dB 還要高出許多。4-3 虛擬指數函數電路實現 4-3.1 電路設計
因為我們所實現之近似函數
2 2
8 1 16
9 24 25
8 1 16
9 24 25 ) (
x x -
x x x
P
r+ +
= +
′′
是有理數的形式,因此我們必須要有除法的電路。於是我們接著來介紹電流除法器[13],如圖 4.19 即為電 流除法器的核心電路,其中 M1、M2 操作在線性區,M3、M4、M5、M6 為電流鏡的 功用,其工作原理推導如下:
因為
]
2 )V V
V L [(V
I W
2 ds ds
tn gs ox
n
− −
= μ C
[2(V V )V V ] 2
K
2ds ds tn gs
n
− −
=
所以
V )V V ]
2 [2( V 2
I
1= K
n1 dd−
tn1 ds1−
ds12
[2(V V )V V ]
2 I K
I
I
2=
in+
4=
n2 G2−
tn2 ds2−
ds22 由於電流鏡的關係I
1= I
3= I
4∴ K
n3= K
n4, V
tn3= V
tn4所以
V , V V V V
K V 2I
V
tn3 gs3 ds1 gs4 ds2n3 d1 gs4
gs3
= = + + = +
則
V
ds1= V
ds2假定 M1、M2 互相匹配
K
n1= K
n2= K
n, V
tn1= V
tn2= V
tnV
ds2= V
ds1 所以 1 n[2( V
ssV
tn)V
ds2V
ds22] I
3I
42
I = K − − − = =
2 n
[2(V
G2V
ssV
tn)V
ds2V
ds22] I
4I
in2
I = K − − − = +
{ [2(V V V )V V ] [2( V V )V V ] } 2
I
in= K
n G2−
ss−
tn ds2−
ds22− −
ss−
tn ds2−
ds22
( 2 V V ) K V V ( 4 . 4 ) 2
= K
n ds2 G2=
n G2 ds2
M1 M3 M4
M6 M5
M2 I2 I1
I4
I
inV ss
V DD
V G2 V DS2
圖 4.19 電流除法器的核心電路圖[13]
由式(4.4)可以得到 電流和 M2 電晶體的關係。若能將其 電壓取代成電 流,則就可以轉變成電流相除的功能。電路圖如下圖 4.20 所示。其式子推導如 下:
I
inV
G2
V ss
V DD
V DS2
圖 4.20 電流除法器電路圖[13]
(1)
I
in= K
nV
ds2V
G2(2)因 Md7 Md8 互相匹配
K
p3= K
p4= K
p, V
tp3= V
tp4= V
tp所以 dd G2 tp 2 p
7
( V V V )
2
I = K − −
2 tp ss
G2 p D
7
8
( V V V )
2 I K I
I = + = − −
] ) V V
V ( ) V V V
( 2 [ I K
I
I
D=
d8−
d7=
p G2−
ss−
tp 2−
dd−
G2−
tp 2則
G2 tp dd
p G2
tp dd
p
[(2V 2 V )(2V )] 2K (V V )V
2
K − = −
=
因此
( 4 . 5 ) I
I K
) V (V
V 2K , ) V V (V
2K K I I
D in n
tp dd
p ds2
ds2 tp
dd p
D n
in
= −
= −
由上式子(4.5)可以得到電流相除的結果,但是此電路是正負電壓源,與之前介 紹之電流平方電路[12]的正電壓源不相同。因此我們將之前的電流除法器[13]
正負電壓源改成單一電壓源,稱作修改的電流除法器,如圖 4.21,其中 M1、M2 操作在線性區,M3、M4、M5、M6 為電流鏡的功用,其工作原理推導如下:
因為
[2(V V )V V ]
2 ] K 2 )V V
V L [(V
I W
n gs tn ds ds22 ds ds tn gs ox
n
d
= C μ − − = − −
所以
V )V V ]
2 [2( V 2
I
d1= K
n1 dd−
tn1 ds1−
ds12
[2(V V )V V ]
2 I K I
I
d2=
in+
4=
n2 G2−
tn2 ds2−
ds22由於電流鏡的關係
I
d1= I
d3= I
d4∴ K
n3= K
n4, V
tn3= V
tn4所以
V , V V V V
K V 2I
V
tn3 gs3 ds1 gs4 ds2n3 d1 gs4
gs3
= = + + = +
則
V
ds1= V
ds2假設 M1、M2 互相匹配 ,則
K
n1= K
n2= K
n, V
tn1= V
tn2= V
tnV
ds2= V
ds1所以 d3 d4
2 ds1 ds1
tn dd
n
d1
V )V V ] I I
2 [2( V 2
I = K − − = =
d4 in
2 ds2 ds2
tn G2 n
d2
[2(V V )V V ] I I
2
I = K − − = +
則
V )V V ] }
2 [2( V ] V )V
V [2(V
2 {
I
in= K
n G2−
tn ds2−
ds22−
dd−
tn ds1−
ds12
K ( 2 V V ) V ( 4 . 6 ) )
V V V
V 2
K
n( − =
n−
=
V DD
GND
圖 4.21 修改的電流除法器之核心電路圖
由上式子(4.6)可以得到 電流和 M2 電晶體的關係。因此在依據圖 4.22 去推導
、 和 M2 的關係。其式子推倒如下:
I
inI
inI
d(1)
V (2V V )
2
I
in= K
n ds2 G2−
dd(2)M7 M8 互相匹配,則
K
p3= K
p4= K
p, V
tp3= V
tp4= V
tp因為 d7 p
( V
ddV
G2V
tp)
22
I = K − −
d8 d7 d p
( V
G2V
tp)
22
I K I
I = + = −
] ) V V
V ( ) V V
( 2 [ I K
I
I
d=
d8−
d7=
p G2−
tp 2−
dd−
G2−
tp 2 所以
[(V 2 V )(2V V )]
2 K
dd G2
tp dd
p
− −
=
因此
) 7 . 4 ( I I K
) V 2 (V
V K
) V V 2 (V
K
2I 2
I K
d in
n
tp dd
p ds2
ds2 tp
dd p
d n
in
= −
= −
由式子(4.7)可以得到電流相除的結果,並且這電路還是單一電壓源,與電流平 方電路[12]可以組合在一起使用。
V DD
GND
圖 4.22 修改的電流除法器電路圖