使用矽製程蕭基二極體混頻器之60GHz單/雙次降頻接收機與應用於WLAN的單壓操作pHEMT低雜訊放大器

國 立 交 通 大 學

電信工程學系碩士班

碩 士 論 文

使用矽製程蕭基二極體混頻器之 60GHz 單/

雙次降頻接收機與應用於 WLAN 的單壓操

作 pHEMT 低雜訊放大器

60-GHz Single/Dual Conversion Receivers Using Silicon

Schottky Diode Mixers and WLAN Single-Voltage-Supply

pHEMT LNAs

研究生：王大維

低雜訊放大器

60-GHz Single/Dual Conversion Receivers Using Silicon

Schottky Diode Mixers and WLAN Single-Voltage-Supply

pHEMT LNAs

研究生:王大維 Student: Tai-Wei Wang

指導教授:孟慶宗 博士 Advisor: Dr. Chin Chun Meng

國 立 交 通 大 學

電信工程學系碩士班

碩士論文

A Thesis

Submitted to Department of Communication Engineering

College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University

In Partial Fulfillment of the Requirements

For the Degree of

Master of Science

In

Communication Engineering

July 2009

Hsinchu,Taiwan, Republic of China

中華民國九十八年九月

使用矽製程蕭基二極體混頻器之

60GHz 單/雙

次降頻接收機與應用於

WLAN 的單壓操作

pHEMT 低雜訊放大器

學生：王大維 指導教授：孟慶宗 博士

國立交通大學

電信工程學系碩士班

摘 要

本篇論文主要分為兩個主題。其一，以

TSMC 0.18μm CMOS 及

TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS 製程將馬爾尚巴倫、鼠徑分合波器、一對

二變壓器等傳統微波被動元件整合到矽晶片上，並實作出一百八十度單

平衡式混頻器、環型雙平衡式混頻器、星型三平衡式混頻器等各種二極

體混頻器特殊結構，並提出 60GHz 雙次降頻器的接收機解決方案，第一

級降頻為蕭基二極體混頻器，中間級加入了低雜訊緩衝級，第二次降頻

採用了電阻式混頻器，正交中頻訊號經由寬頻緩衝級輸出。

其二，是以

WIN 0.15 PHEMT 製程來實作單壓操作的低雜訊放大

器。共設計了工作頻率在 2.4~5.9GHz 及 4.9~5.9GHz 的兩個低雜訊放大

器電路。

Schottky Diode Mixers and WLAN Single-Voltage-Supply

pHEMT LNAs

Student: Tai-Wei Wang Advisor: Chin-Chun Meng

Department of Communication Engineering

National Chiao Tung University

Abstract

This thesis is divided into two parts. The first part we choose TSMC

0.18μm CMOS and TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS technology to

implement traditional microwave component such as marchard balun,

rat-race hybrid coupler, and tri-filar on silicon substrate chip. 180 degree

single-balanced mixer, double-balanced ring mixer, and triply-balanced

star mixer are implemented in this thesis. We also propose the 60GHz

dual down-converter solution. Schottky barrier diode mixer is adopted at

first down-converter, and a low noise buffer is added to the inter-stage.

Second down-converter is a resistive mixer with quarture LO signal. The

output orthogonal IF signal is through the wide-band buffer.

In the second part, the low noise amplifier with single power supply

is implemented with WIN 0.15um pHEMT technology. We design two

kinds circuit at different frequency, which one is 2.4 to 5.9GHz and

another one is 4.9 to 5.9GHz.

誌謝

時光匆匆，二年的碩士生涯一下就過去了，其間受到了許多人的

幫助與扶持，使得這本論文能順利的完成。首先要感謝指導老師孟慶

宗教授在課業與研究上的指導，並給予我參與許多計畫實作的機會，

讓我在研究過程中逐漸累積了許多寶貴的經驗，從正文計劃、科專計

劃到立積計劃，兩年的磨練令我成長了不少，並對 RFIC 這門領域有

了很深入的瞭解。此外，也很感謝抽空來參與學生口試的呂學士教

授、黃張志揚教授以及鍾世忠教授，老師們在口試中所提出的問題以

及見解使我獲益良多。而在晶片的量測過程中，更要感謝國家奈米元

件實驗室全體同仁的協助，特別是汶德、書毓、榮彥、治華這四位高

手，我每次提出的高難度複雜架設也只有靠著這四大高手神乎其技的

架設與下針技術才能辦到，兩年來要忍受我每次非人道的要求真是辛

苦你們了。

博士班的聖哲學長不管在研究還是生活方面都給了我很大的啟

發，曾大媽之名當之無愧；貼心的珍儀學姐總是能讓實驗室充滿了溫

暖；亦師亦友的宏儒學長常陪我一起昏天黑地地栽在 NDL 量測，連續

學時就是直屬的揚鮮學長給我許多微波方面的觀念，接手學長留下來

的大作更是讓我對場論大師欽佩不已，此外也要感謝雅惠、宜蓁、宜

珊以及威宇等學長姊們的經驗傳承和指導，讓我的研究能夠順利進入

軌道。

泰麟不但是我做正文計劃及科專計畫的夥伴，也是常陪我量測的

好夥伴，很強的熙良讓我在學業上獲益不少，也讓我見識到何謂老師

的愛將，欣怡總是默默地維護實驗室的整潔，嘉苓、忠佑以及智凱學

弟妹們除了在量測上提供了人力支援，同時也是實驗室歡樂的來源。

最後要感謝的是我的家人，一直以來都默默地在背後支持著我，

感謝周圍朋友們的關心，讓我能夠順利完成學業，僅以此論文聊表我

對大家的謝意。

目錄

中文摘要

i

英文摘要

ii

誌謝

iii

目錄

v

圖目錄

viii

表目錄

xiii

第一章 導論

1

1.1 研究動機

2

1.2 論文組織

2

第二章 二極體混頻器分析與應用於 V 頻段之雙次降頻接收機

3

2.1 前言

4

2.2 二極體混頻器原理及分析

4

2.2.1 單一二極體混頻原理

4

2.2.2 反對稱式二極體

5

2.2.3 90°單平衡式二極體混頻器

9

2.2.4 180°單平衡式二極體混頻器

11

2.2.5 環形雙平衡式二極體混頻器

13

2.2.6 星形雙平衡式二極體混頻器

16

2.2.7 星形三平衡式二極體混頻器

19

2.2.8 環形三平衡式二極體混頻器

23

2.3 實作一 應用於高速資料傳輸之 V 頻段雙次降頻器 (使用 TSMC

0.18um CMOS)

27

2.3.1 系統頻率規劃

27

2.3.2 整體系統架構

28

2.3.3 環型二極體混頻設計

29

2.3.4 低雜訊緩衝級設計

30

2.3.5 正交訊號產生器

30

2.3.6 電阻式混頻器與輸出緩衝級設計

33

2.3.7 晶片量測結果

33

2.3.8 結果與討論

40

第三章 相位反轉鼠徑分合波器分析及使用蕭基二極體之次諧波混頻器

設計

43

3.3 實作一 應用 phase inverter rat-race 的 60GHz 次諧波混頻器(使用

TSMC 0.18um CMOS)

55

3.3.1 二極體混頻原理

56

3.3.2 phase inverter rat-race 設計

57

3.3.3 晶片量測結果

58

3.3.4 結果與討論

66

3.4 實作二 應用 phase inverter rat-race 的 60GHz 次諧波混頻器(使用

TSMC 0.35um SiGe BiCMOS)

67

3.4.1 晶片量測結果

68

3.4.2 結果與討論

72

3.5 實作三 V 頻帶結合 phase inverter rat-race 的次諧波雙次降頻器

(使用 TSMC 0.18um CMOS)

73

3.5.1 系統頻率規劃

75

3.5.2 整體系統架構

75

3.5.3 晶片量測結果

76

3.5.4 結果與討論

84

3.6 實作四 三平衡式星型二極體混頻器(使用 TSMC 0.35um SiGe

BiCMOS)

85

3.6.1 混頻器工作原理

86

3.6.2 晶片量測結果

87

3.6.3 結果與討論

93

3.7 實作五 V 頻帶結合 Tri-filar 變壓器的次諧波雙次降頻器(使用

TSMC 0.18um CMOS)

94

3.7.1 系統頻率規劃

95

3.7.2 整體系統架構

95

3.7.3 次諧波混頻器原理

96

3.7.4 差動式低雜訊緩衝級設計

97

3.7.5 晶片量測結果

98

3.7.6 結果與討論

105

第四章 應用於 WLAN 之單壓操作 PHEMT 低雜訊放大器設計

107

4.1 前言

108

4.2 電路工作原理

108

4.2.1 電路結構與單壓操作原理

108

4.2.2 具有抗拒製程變異的偏壓電路設計分析

109

4.2.3 帶有源極退化的低雜訊放大器分析

112

4.3.1 晶片量測結果

115

4.3.2 結果與討論

120

4.4 實作二 單壓操作之 5GHz 低雜訊放大器(使用 WIN 0.15um

pHEMT)

121

4.4.1 晶片量測結果

121

4.4.2 結果與討論

125

第五章 結論

127

參考文獻

130

第二章

圖 2.1

單一二極體導電電流之波形

5

圖 2.2

反對稱二極體導電電流之波形

6

圖 2.3

反對稱二極體的電流分析

6

圖 2.4 90 度單平衡式二極體混頻器

9

圖 2.5

輸入 LO 訊號在各二極體之電壓電流

9

圖 2.6

輸入 RF 訊號在各二極體之電壓電流

10

圖 2.7 180 度單平衡式二極體混頻器

11

圖 2.8

輸入 LO 訊號在各二極體之電壓電流

11

圖 2.9

輸入 RF 訊號在各二極體之電壓電流

12

圖 2.10 環形雙平衡式二極體混頻器

13

圖 2.11 環形二極體混頻器 RF 及 LO 虛接地點

14

圖 2.12 輸入 LO 訊號在各二極體之電壓電流

14

圖 2.13 輸入 RF 訊號在各二極體之電壓電流

14

圖 2.14 星形雙平衡式二極體混頻器

16

圖 2.15 星形二極體混頻器 RF 及 LO 虛接地點

17

圖 2.16 輸入 LO 訊號在各二極體之電壓電流

17

圖 2.17 輸入 RF 訊號在各二極體之電壓電流

17

圖 2.18 星形三平衡式二極體混頻器

19

圖 2.19 星形三平衡式二極體混頻器 RF 及 LO 虛接地點

20

圖 2.20 輸入 LO 訊號在各二極體之電壓電流

20

圖 2.21 輸入 RF 訊號在各二極體之電壓電流

21

圖 2.22 環形三平衡式二極體混頻器

23

圖 2.23 環形三平衡式二極體混頻器 RF 及 LO 虛接地點

24

圖 2.24 輸入 LO 訊號在各二極體之電壓電流

24

圖 2.25 輸入 RF 訊號在各二極體之電壓電流

25

圖 2.26 微波在大氣中衰減的情形

27

圖 2.27 頻帶設計

28

圖 2.28 系統方塊圖

28

圖 2.29 V 頻段雙次降頻器電路圖

29

圖 2.30 第一級降頻器

29

圖 2.31 低雜訊緩衝級

30

圖 2.32 正交相位產生器

31

圖 2.33 電路頻率響應 (a)低通濾波 (b)高通濾波

32

圖 2.36 轉換增益對射頻訊號頻率及本地訊號功率

34

圖 2.37 轉換增益對第一本地訊號功率

34

圖 2.38 轉換增益對第二本地訊號功率

35

圖 2.39 第一中頻頻寬

35

圖 2.40 中頻頻寬

36

圖 2.41 雜訊指數

36

圖 2.42 射頻頻寬

37

圖 2.43 換增益對射頻訊號功率

37

圖 2.44 IIP3 (RF=60GHz)

38

圖 2.45 轉換增益、P1dB、IIP3 與雜訊指數對射頻訊號頻率

38

圖 2.46 第一本地震盪訊號隔絕度

39

圖 2.47 第二本地震盪訊號隔絕度

39

圖 2.48 輸出波形圖

40

圖 2.49 Die Photo

40

第三章

圖 3.1

傳統式 Rat race

45

圖 3.2

相位反轉(phase inverter) rat-race 示意圖

45

圖 3.3

衰減性相位反轉之 rat-race 分合波器

48

圖 3.4

反射損耗 V.S.頻率

52

圖 3.5

正規化特性阻抗的實數部份

53

圖 3.6

正規化特性阻抗的虛數部份

53

圖 3.7 60GHz 次諧波混頻器電路圖

56

圖 3.8 180°單平衡式二極體混頻器架構

56

圖 3.9 APDP 型式的 180°單平衡式二極體混頻器架構

57

圖 3.10 phase inverter rat-race 結構

58

圖 3.11 反射損耗

58

圖 3.12 轉換增益對射頻訊號頻率及本地訊號功率 (a)固定中頻訊號：

100MHz (b)固定中頻訊號：6GHz

59

圖 3.13 轉換增益對本地訊號功率 (a)固定中頻訊號：100MHz (b)固定

中頻訊號：6GHz

60

圖 3.14 射頻訊號頻寬 (a)固定中頻訊號：100MHz (b)固定中頻訊號：

6GHz

61

圖 3.15 轉換增益對射頻訊號功率 (a)固定中頻訊號：100MHz (b)固定

中頻訊號：6GHz

圖 3.20 隔絕度

65

圖 3.21 Die Photo

65

圖 3.22 60GHz 次諧波混頻器電路圖

68

圖 3.23 反射損耗

68

圖 3.24 轉換增益對本地訊號功率

69

圖 3.25 射頻訊號頻寬

69

圖 3.26 中頻頻寬

70

圖 3.27 轉換增益對射頻訊號功率 (模擬結果)

70

圖 3.28 IIP3

71

圖 3.29 隔絕度(模擬結果)

71

圖 3.30 Die Photo

72

圖 3.31 V-Band

Transfer 方塊圖 (a)Receiver (b)Transmitter

74

圖 3.32 頻帶設計

75

圖 3.33 V 頻段次諧波雙次降頻器電路圖

76

圖 3.34 反射損耗

76

圖 3.35 轉換增益對射頻訊號頻率及本地訊號功率

77

圖 3.36 轉換增益對第一本地震盪訊號功率

77

圖 3.37 轉換增益對第二本地震盪訊號功率

78

圖 3.38 第一中頻頻寬

78

圖 3.39 中頻頻寬

79

圖 3.40 雜訊指數

79

圖 3.41 射頻頻寬

80

圖 3.42 轉換增益對射頻訊號功率 (a)固定中頻訊號：100MHz (b)固定

中頻訊號：1GHz

81

圖 3.43 IIP3

81

圖 3.44 轉換增益、P1dB、IIP3 對射頻訊號頻率

82

圖 3.45 第一本地震盪訊號隔絕度

82

圖 2.46 第二本地震盪訊號隔絕度

83

圖 3.47 輸出波形圖

83

圖 3.48 Die Photo

84

圖 3.49 三平衡式星型二極體混頻器電路圖

86

圖 3.50 平面式 Tri-filar

87

圖 3.51 反射損耗

87

圖 3.52 轉換增益對射頻訊號頻率及本地訊號功率

88

圖 3.53 轉換增益對本地震盪訊號功率

88

圖 3.56 雜訊指數

90

圖 3.57 轉換增益對射頻訊號功率

90

圖 3.58 IIP3

91

圖 3.59 轉換增益、P1dB、IIP3 對射頻訊號頻率

91

圖 3.60 本地震盪訊號隔絕度

92

圖 3.61 射頻訊號隔絕度

92

圖 3.62 Die Photo

93

圖 3.63 頻帶設計

95

圖 3.64 V 頻段次諧波雙次降頻器系統方塊圖

96

圖 3.65 V 頻段次諧波雙次降頻器電路圖

96

圖 3.66 次諧波二極體混頻器

97

圖 3.67 差動式低雜訊緩衝級

98

圖 3.68 反射損耗

98

圖 3.69 轉換增益對射頻訊號頻率及本地訊號功率

99

圖 3.70 轉換增益對第一本地震盪訊號功率

99

圖 3.71 轉換增益對第二本地震盪訊號功率

100

圖 3.72 中頻頻寬

100

圖 3.73 雜訊指數

101

圖 3.74 射頻頻寬

101

圖 3.75 轉換增益對射頻訊號功率

102

圖 3.76 IIP3

102

圖 3.77 轉換增益、P1dB、IIP3 對射頻訊號頻率

103

圖 3.78 第一本地震盪訊號隔絕度

103

圖 3.79 第二本地震盪訊號隔絕度

104

圖 3.80 輸出波形圖

104

圖 3.81 Die Photo

105

第四章

圖 4.1

低雜訊放大器的電路架構

108

圖 4.2

低雜訊放大器的電路架構 (a)直流部份 (b)訊號部份

109

圖 4.3

以電流援偏壓的共源極放大器

110

圖 4.4

帶有源極退化阻抗的共源極放大器模型

113

圖 4.5

帶有源極退化阻抗的共源極放大器小訊號模型

114

圖 4.6

寬頻低雜訊放大器電路圖

115

圖 4.7

輸入端反射損耗

圖 4.12 IP3 (a)2.4GHz (b)5.2GHz

119

圖 4.13 Die Photo

120

圖 4.14 5GHz 低雜訊放大器電路圖

121

圖 4.15 輸入端反射損耗

122

圖 4.16 輸出端反射損耗

122

圖 4.17 增益

123

圖 4.18 雜訊指數與最低雜訊指數

123

圖 4.19 P1dB

124

圖 4.20 IP3

124

圖 4.21 Die Photo

125

表目錄

表 2.1

V 頻段雙次降頻器量測規格表

42

表 3.1 60GHz 次諧波混頻器量測量測規格表

67

表 3.2

次諧波混頻器量測數據整理

73

表 3.3 V 頻段次諧波雙次降頻器量測規格表

85

表 3.4

三平衡式星型二極體混頻器量測規格表

94

表 3.5 V 頻段次諧波雙次降頻器量測規格表

106

表 4.1

寬頻低雜訊放大器量測規格表

121

表 4.2 5GHz 低雜訊放大器量測規格表

126

第一章

1.1 研究動機

近幾年來無線通訊發展迅速，為了追求高質量的傳輸需要愈來

愈大的頻寬，幾百 MHz 的頻寬已不敷使用，為了能有更大的頻寬傳

輸機勢必要將操作頻率往上提升到毫米波頻段，而60GHz 正是目前最

為火熱的頻段，這個頻段有數 GHz 的頻寬足夠拿來作為高速資料的

傳輸，並且60GHz 頻段的訊號在大氣中的傳送衰減很大，訊號相互干

擾的程度較小，適合拿來作室內短距離的傳輸。而因為波長與頻率成

反比，頻率的提高有助於將傳統微波的被動元件微小化到可實現在晶

片中。0.18um CMOS 為目前最主流的製程之ㄧ，因其技術已發展成

熟製作成本相較低廉，且目前數位電路都是以0.18um CMOS 為主，

若能將射頻電路部份以0.18um CMOS 製程來實現的話，就可將數位

電路整合進來成單一晶片系統，如此不但可以降低生產成本，更可以

讓系統整合的複雜度降低。

1.2 論文組織

本論文共有五個章節，第一章為導論，說明本論文的研究動機

與目的。第二章探討各種二極體混頻器的特性，並使用 TSMC 0.18um

COMS 製程實作一 V 頻段雙次降頻器。第三章分析了 phase inverter

ratrace 在損耗性基材上的特性，並利用它來設計次諧波混頻器，此

外也使用了一對二變壓器來實現三平衡式混頻器與 V 頻帶次諧波混

頻器。第四章使用 WIN 0.15um PHEMT 製程來設計單壓操作的低雜訊

放大器。第五章則對所有電路設計與實作結果做個結論。

第二章

二極體混頻器分析與

應用於

V

頻段之

2.1

前言

在微波及豪米波電路中常使用蕭基二極體(schottky diode)來作為

混頻器，蕭基二極體具有切換速度快的特性，本章節將利用實作在

silicon 基材的蕭基二極體設計 V 頻段的降頻器。

2.2

二極體混頻器原理及分析

在本章節中會介紹的二極體混頻器的混頻原理，並分析各種型式

的二極體混頻器特性

[1]

。

2.2.1 單一二極體混頻原理

混頻的一種常見的方法，是利用元件本身的非線性效應，一個二

極體的 I-V 特性如下：

( )

( )

exp

qv

1

i v

f v

KT

I

⎛

⎛

_η

⎞

⎞

=

=

_⎜

_⎜

_⎟

−

_⎟

⎝

⎠

⎝

⎠

是為非線性的關係，用太樂展開式展開：

( )

(0)

(0)

(0)

(0)

2

3!

f

f

i v

=

f

+

f

′

v

+

′′

v

+

′′′

v

+""

g v

g v

g v

g v

=

+

+

+

""

=

∑

(0)

(0)

(0)

0, (0),

,

,

2

3!

f

f

f

=

g

=

f

′

g

=

′′

g

=

′′′

""

若將訊號

v t

( )

=

v

cos

ω

t

加在二極體上，電壓及電流訊號可表示為：

( )

( )

cos

cos(

)

i v

g v

g v

ω

t

v

m t

ω

=

∑

=

∑

=

∑

也就是流過二極體的電流會含有

v t

( )

的諧波項

當二極體外加 LO 訊號時時其導電電流之波形及電導

將形如：

( )

g t

g e

=

∑

此時若再加上 RF 訊號因二極體的電導為非線性，在二極體上之 RF

訊號將含有 RF 的諧波，可以表成

V

V e

=

∑

；則由

V

及 g(t)產生的二極體電流可以表成

( )

(

)

i

V g t

g V e

=

=

∑ ∑

此電流含有所有 LO 及 RF 斜坡訊號的交乘項，可以用來當作混頻器

使用。

i

i

圖2.1 單一二極體導電電流之波形

2.2.2 反對稱式二極體

若在原本的單一二極體加入一個二極體，將其方向與原來的相反

對接，這樣的接法稱之為反對稱二級體對(anti parallel diode pair)，首

先來觀察單一二極體與反對稱二極體的 I-V 圖，如圖 2.2：

1 2

i

= +

i

i

i

i

i

i

圖2.2 反對稱二極體導電電流之波形

反對稱連接的二極體對其 I-V 圖延伸至 LO 訊號的負半週，這使

得 LO 訊號在正半週時導通 D1 二極體，在負半週時導通 D2 二極體，

注意我們定義 D1 二極體的電流方向為正。從時域來看，在 LO 訊號

的一個週期內 RF 訊號路徑被開啟兩次，相較於單一二極體混頻器的

情形，所以我們可以簡單的得出，LO 訊號頻率只需要單一二極體混

頻器的一半，此種混頻器我們可稱之為次諧波混頻器(sub-harmonic

mixer)，接著我們來分析這種次諧波混頻器的特性，考慮圖 2.3：

圖 2.3 反對稱二極體的電流分析。

我們定義 D1 二極體的電流為 i

1

，D2 二極體的電流為 i

2

，一迴路

電流為

I

，輸出電流為 I，則：

(

1)

i

=

I e

−

(

1)

i

= −

I e

−

1 V S

g

= ⋅

α

I e

g

= ⋅

α

I e

整個反對稱二極體混頻器轉導 G：

(

)

G

=

g

+

g

=

α

I

⋅

e

+

e

由轉導的角度去分析其特性是由於反對稱次諧波二極體的通道

是由 LO 訊號去推動，令驅動電壓

V

：

cos

V

=

V

ω

t

將上式代入前式，我們可以得到：

[

]

2

(

)

(

) cos 2

(

) cos 4

...

G

=

α

i

⋅

I

α

V

+

I

α

V

ω

t

+

I

α

V

ω

t

+

其中

I

( )

⋅

為

modified Bessel function

。

我們由上式可以看出，轉導

G

內只含有

LO

的偶次項，將包含著

RF

的電壓

V

=

V

cos

ω

t

+

V

cos

ω

t

代入，我們可以得到全部輸出電

流 I ：

I

= ⋅

G V

=

A

cos

ω

t

+

B

cos

ω

t

+

C

cos3

ω

t

+

D

cos5

ω

t

+

E

cos(2

ω

+

ω

)

t

+

F

cos(2

ω

−

ω

)

t

+

G

cos(4

ω

+

ω

)

t

+

H

cos(4

ω

−

ω

)

t

+

...

大寫英文字母為係數要視二極體的製程與特性來決定，輸出電流

頻率成份：

is odd integer.

m

⋅

ω

± ⋅

n

ω

m

±

n

此結果揭示了反對稱二極體混頻器的重要特性，此式也成立在當

只有一個輸入訊號的時候，也就是說

m

=

1 0

n

=

或

m

=

0 1

n

=

，此時輸

出頻率為輸入頻率的奇整數倍，亦即反對稱二極體混頻器即成為一奇

整數倍頻器。至於偶數項次諧波則被侷限在反對稱二極體混頻器對

內，考慮電流

I ：

2

i

i

I

=

−

1

(

2)

2

I e

e

=

+

−

=

I

(cosh

α

V

−

1)

我們將

V

=

V

cos

ω

t

+

V

cos

ω

t

代入上式，我們可以得出迴

路電流

I 的泰勒展開式：

(

cos

cos

)

[1

... 1]

2

V

t

V

t

I

=

I

+

ω

+

ω

+ −

[

cos

cos

2

cos

cos

...]

2

I

V

ω

t

V

ω

t

V V

ω

t

ω

t

=

+

+

⋅

+

{

cos 2

cos 2

2

2

2

2

I

V

V

V

V

t

t

ω

ω

+

=

+

+

+

V V

[cos(

ω

−

ω

)

t

+

cos(

ω

+

ω

) ] ...}

t

+

我們可以看到，迴路電流

I

中含有直流項

2

V

+

V

，以及其他

is even integer.

m

⋅

ω

± ⋅

n

ω

m

±

n

2.2.3 90°單平衡式二極體混頻器

圖

2.4

為

90

度單平衡式二極體混頻器，由兩個方向相反的二極體

組成，

RF

及

LO

各輸入

90

度相位訊號，

IF

訊號由兩個二極體取出相

加，為了防止

RF

及

LO

訊號溢漏到

IF

端，在

IF

端放置了低通濾波

器。

RF

LO

1

I

2

I

IF

LPF

LPF

90

Hybrid

°

圖

2.4 90

度單平衡式二極體混頻器

LO

τ

1

D

i

2

D

v

2

D

i

1

D

v

圖

2.5

輸入

LO

訊號在各二極體之電壓電流

RF

τ

1

D

i

2

D

v

2

D

i

1

D

v

圖

2.6

輸入

RF

訊號在各二極體之電壓電流

i

g V e

=

∑ ∑

i

g V e

=

∑ ∑

g V e

e

e

=

∑ ∑

2

4

4

2

f

τ

τ

π

ω

=

π

=

2

4

4

2

f

τ

τ

π

ω

=

π

=

i

g V e

e

e

→

=

∑ ∑

=

i e

e

=

( ) (

j

−

j

)

i

可以得到中頻輸出電流為

( ) (

)

1

i

= − =

i

i

⎡

_⎣

j

−

j

−

⎤

_⎦

i

當作基本降頻器時

f

=

f

−

f

，

取

m

=

1

、

n

= −

1

代入：

( ) (

)

1

2

2

i

j

j

i

i

g V e

⎡

⎤

=

_⎣

−

−

_⎦

= −

= −

∑ ∑

RF

及

LO

互接在

90

度分合波器的

isolation port

上，訊號隔絕度

由

90

度分合波器的特性決定。

2.2.4 180°單平衡式二極體混頻器

圖

2.7

為

180

度單平衡式二極體混頻器，由兩個方向相反的二極

體組成，

LO

輸入差動訊號

RF

輸入同相位訊號，

IF

訊號由兩個二極

體取出相加，為了防止訊號溢漏到

IF

端，在

IF

端放置了低通濾波器。

RF

LO

Δ

∑

0

180

I

I

IF

LPF

LPF

圖

2.7 180

度單平衡式二極體混頻器

D1

2

τ

1

D

i

D2

2

D

v

2

D

i

1

D

v

圖

2.8

輸入

LO

訊號在各二極體之電壓電流

2

τ

1

D

i

2

D

v

2

D

i

1

D

v

圖

2.9

輸入

RF

訊號在各二極體之電壓電流

分別就

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波觀察各個二極體的

電流；

LO

的

n

次項諧波：

i

=

∑∑

g v e

i

g v e

e

=

∑∑

2

2

2

f

τ

τ

ω

=

π

=

π

( 1)

i

e

i

i

→ =

= −

RF

的

m

次項諧波：

i

=

e

i

=

i

可以得到中頻輸出電流為

( 1)

1

i

= −

i

i

= −

⎡

_⎣

−

⎤

_⎦

i

觀察上式可以發現，當

n

為偶數時中頻輸出電流為零，亦即

LO

的偶次方諧波訊號不會由中頻輸出。當作基本降頻器時

=

−

，

( ) 1 1

( 1)

1

i

= −

⎡

_⎣

−

⎤

_⎦

i

= =

i

∑∑

g v e

RF

及

LO

互接在

180

度分合波器的

isolation port

上，訊號隔絕度

由巴倫的特性決定。

2.2.5 環形雙平衡式二極體混頻器

圖

2.10

為環形雙平衡式二極體混頻器，由四個二極體組成環形

結構，

RF

及

LO

經過巴倫產生差動訊號各由輸入環形二極體混頻器，

IF

訊號由

RF

巴倫的

isolation port

取出。因為輸入訊號為差動訊號會

在電路中產生虛接地如圖

2.11

，電路中不需要處理二極體混頻器接地

問題，這使得環形二極體混頻器實作在

IC

將會簡單許多。

RF

LO

IF

3

D

4

D

1

D

2

D

i

i

圖

2.10

環形雙平衡式二極體混頻器

3

D

4

D

1

D

2

D

D

3

4

D

1

D

2

D

LO

+

RF

−

LO

−

RF

+

圖

2.11

環形二極體混頻器

RF

及

LO

虛接地點

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.12

輸入

LO

訊號在各二極體之電壓電流

i

v

i

v

i

v

v

為了簡化分析定義二極體

D1

的電流為參考電流

i

，分別就

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波觀察各個二極體的電流相位關係如

下；

LO

的

n

次項諧波：

( 1)

i

= −

i

( 1)

i

= −

i

RF

的

m

次項諧波：

( 1)

i

= −

i

( 1)

i

= −

i

同時考慮

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波：

&

( 1)

LO

RF

⇒

i

= −

i

故可以得到中頻輸出電流為

1 ( 1)

i

=

i

−

i

= − −

⎡

_⎣

⎤

_⎦

i

( 1)

( 1)

i

=

i

−

i

= −

⎡

_⎣

− −

⎤

_⎦

i

( 1)

( 1)

( 1)

1

1 ( 1)

1 ( 1)

i

=

i

+

i

= −

⎡

_⎣

− −

− −

+

⎤

_⎦

i

= − −

_⎣

⎡

_{⎦ ⎣}

⎤ ⎡

− −

_⎦

⎤

i

觀察上式可以發現，當

n

為偶數或

m

為偶數時，中頻輸出電流

為零，亦即

LO

及

RF

的偶次方諧波訊號不會由中頻輸出。當作基本

降頻器時

f

=

f

−

f

，取

m

=

1

、

n

= −

1

代入：

( 1)

1

( 1)

1

4

i

= −

⎡

_⎣

−

⎤ ⎡

_{⎦ ⎣}

−

−

⎤

_⎦

i

=

i

再來分析各訊號的隔絕度，因為

RF

及

LO

差動訊號各由對方的

虛接地點輸入如圖

2.11

，故當二級體的對稱性及巴倫都理想的情況下

RF

及

LO

無訊號互耦，

IF

訊號由

RF

巴倫的

isolation port

取出，

RF

到

IF

的隔絕度由

RF

巴倫的特性決定，因

RF

巴倫的兩端是接在

LO

的虛接地點上，在理想的情況下

LO

訊號不會溢漏到

IF

端。

2.2.6 星形雙平衡式二極體混頻器

圖

2.14

為星形雙平衡式二極體混頻器，由四個二極體組成星形

結構，

IF

訊號由星形結構中央取出。

RF

及

LO

經過一對二變壓器產

生兩組差動訊號輸入星形二極體混頻器，同樣因為輸入訊號為差動

訊號會在電路中產生虛接地點如圖

2.15

，電路中不需要處理二極體混

頻器接地問題。

RF

LO

IF

圖

2.14

星形雙平衡式二極體混頻器

RF

−

LO

+

RF

+

RF

−

IF

3

D

4

D

1

D

2

D

4

D

LO

−

RF

+

圖

2.15

星形二極體混頻器

RF

及

LO

虛接地點

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.16

輸入

LO

訊號在各二極體之電壓電流

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.17

輸入

RF

訊號在各二極體之電壓電流

為了簡化分析定義流過二極體

D1

的電流為參考電流

i

，分別就

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波觀察各個二極體的電流相位關

係如下；

LO

的

n

次項諧波：

( 1)

i

= −

i

( 1)

i

= −

i

RF

的

m

次項諧波：

( 1)

i

= −

i

( 1)

i

= −

i

同時考慮

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波：

&

( 1)

LO

RF

⇒

i

= −

i

故可以得到中頻輸出電流為

i

=

i

−

i

+

i

−

i

{

1 ( 1)

( 1)

( 1)

}

( 1)

1

( 1)

1

i

i

⎡

⎤ ⎡

⎤

⎡

⎤ ⎡

⎤

=

_⎣

− −

_{⎦ ⎣}

+ −

− −

_⎦

= −

_⎣

−

_{⎦ ⎣}

−

−

_⎦

觀察上式可以發現，當

n

為偶數或

m

為偶數時，中頻輸出電流為

零，亦即

LO

及

RF

的偶次方諧波訊號不會由中頻輸出。當作基本降

頻器時

f

=

f

−

f

，取

m

=

1

、

n

= −

1

代入：

( 1)

1

( 1)

1

4

i

= −

⎡

_⎣

−

⎤ ⎡

_{⎦ ⎣}

−

−

⎤

_⎦

i

=

i

再來分析各訊號的隔絕度，

IF

訊號由星形二極體混頻器的虛接

地點抽出，當二級體的對稱性及一對二變壓器都理想的情況下

RF

及

LO

訊號不會溢漏到

IF

端。而

RF

或

LO

的差動訊號會相加流至一對

二變壓器的

sum port

，故理想上

RF

及

LO

無訊號互耦。

2.2.7 星形三平衡式二極體混頻器

圖

2.18

為星形三平衡式二極體混頻器，由兩組星形二極體混頻

器反接而成，

RF

及

LO

經過一對二變壓器產生兩組差動訊號輸入星

形二極體混頻器，如同星形雙平衡式二極體混頻器差動訊號會在電

路中產生虛接地點如圖

2.19

，電路中不需要處理二極體混頻器接地問

題。

混頻訊號各由兩組星形結構中央抽出，並經過

IF

巴倫輸出。

RF

LO

Δ

∑

0

180

Δ

∑

0

180

50Ω

50Ω

0

180

Δ

∑

IF

i

i

圖

2.18

星形三平衡式二極體混頻器

3

D

4

D

7

D

8

D

1

D

2

D

5

D

6

D

LO

+

LO

−

RF

−

LO

+

RF

+

RF

−

LO

−

RF

+

圖

2.19

星形三平衡式二極體混頻器

RF

及

LO

虛接地點

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.20

輸入

LO

訊號在各二極體之電壓電流

D1 2 1 D

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.21

輸入

RF

訊號在各二極體之電壓電流

為了簡化分析定義流過二極體

D1

的電流為參考電流

i

，分別就

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波觀察各個二極體的電流相位關

係如下；

( 1)

i

= −

i

( 1) ( 1)

i

= −

−

i

( 1)

i

= −

i

( 1) ( 1)

i

= −

−

i

( 1)

i

= −

i

i

=

i

( 1)

i

= −

i

故可以得到中頻輸出電流為：

1 2 3 4 1 IF d d d d

i

=

i

−

i

+

i

−

i

[1 ( 1)

( 1) ( 1)

( 1) ]

i

=

− −

+ −

−

− −

{1 ( 1)

( 1) [1 ( 1) ]}

i

=

− −

− −

− −

[1 ( 1) ][1 ( 1) ]

i

=

− −

− −

i

= − +

i

i

−

i

+

i

[ ( 1) ( 1)

( 1)

1 ( 1) ]

i

=

− −

−

+ −

− + −

{( 1) [1 ( 1) ] [1 ( 1) ]}

i

=

−

− −

− − −

[1 ( 1) ][( 1)

1]

i

=

− −

−

−

[1 ( 1) ][1 ( 1) ]

i

= −

− −

− −

i

= −

2

i

=

i

−

i

=

i

2[1 ( 1) ][1 ( 1) ]

i

=

− −

− −

觀察上式可以發現，當

n

為偶數或

m

為偶數時，中頻輸出電流為

零，亦即

LO

及

RF

的偶次方諧波訊號不會由中頻輸出。當作基本降

頻器時

f

=

f

−

f

，取

m

=

1

、

n

= −

1

代入：

2 1 ( 1)

1 ( 1)

8

i

=

⎡

_⎣

− −

⎤ ⎡

_{⎦ ⎣}

− −

⎤

_⎦

i

=

i

當二級體的對稱性及一對二變壓器都理想的情況下隔絕度與星

形雙平衡式二極體混頻器相同，但因製程因素導致二級體不對稱性

或一對二變壓器不理想的時候，

RF

及

LO

溢漏訊號會出現在兩組星

形二極體混頻器的中央抽取處，因為

i

衡等於負的

i

，經過

IF

巴倫

後溢漏訊號會相消掉，可以進一步提升到

IF

的隔絕度。

2.2.8 環形三平衡式二極體混頻器

圖

2.22

為環形三平衡式二極體混頻器，由兩組環形二極體混頻

器反接而成，

RF

及

LO

經過一對二變壓器產生兩組差動訊號輸入星

形二極體混頻器，如同環形雙平衡式二極體混頻器差動訊號會在電

路中產生虛接地點如圖

2.23

，電路中不需要處理二極體混頻器接地問

題。

混頻訊號各由兩組環形混頻器中抽出，並經過

IF

巴倫將差動訊

號混合輸出。

LO

Δ

∑

0

180

50Ω

RF

Δ

∑

0

180

IF

i

50Ω

圖

2.22

環形三平衡式二極體混頻器

3 D 4 D 7 D 8 D 1 D 2 D 5 D 6 D 3 D 4 D 7 D 8 D 1 D 2 D 5 D 6 D

LO

+

LO

−

RF

−

RF

+

LO

+

LO

−

LO

−

RF

+

RF

−

圖

2.23

環形三平衡式二極體混頻器

RF

及

LO

虛接地點

τ

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.24

輸入

LO

訊號在各二極體之電壓電流

2

τ

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

i

v

圖

2.25

輸入

RF

訊號在各二極體之電壓電流

為了簡化分析定義流過二極體

D1

的電流為參考電流

i

，分別就

LO

的

n

次項諧波及

RF

的

m

次項諧波觀察各個二極體的電流相位關

係如下；

( 1)

i

= −

i

( 1)

i

= −

i

( 1) ( 1)

i

= −

−

i

( 1)

i

= −

i

( 1) ( 1)

i

= −

−

i

i

=

i

( 1)

i

= −

i

故可以得到中頻輸出電流為：

2 5 6 1 1 IF d d d d

i

=

i

−

i

−

i

+

i

[1 ( 1)

( 1)

( 1) ( 1) ]

i

=

− −

− −

+ −

−

[1 ( 1) ][1 ( 1) ]

i

=

− −

− −

i

=

i

−

i

−

i

+

i

[( 1)

( 1) ( 1)

1 ( 1) ]

i

=

−

− −

−

− + −

{( 1) [1 ( 1) ] [1 ( 1) ]}

i

=

−

− −

− − −

[1 ( 1) ][( 1)

1]

i

=

− −

−

−

[1 ( 1) ][1 ( 1) ]

i

= −

− −

− −

i

= −

2

i

=

i

−

i

=

i

2[1 ( 1) ][1 ( 1) ]

i

=

− −

− −

觀察上式可以發現，當

n

為偶數或

m

為偶數時，中頻輸出電流為

零，亦即

LO

及

RF

的偶次方諧波訊號不會由中頻輸出。當作基本降

頻器時

f

=

f

−

f

，取

m

=

1

、

n

= −

1

代入：

2 1 ( 1)

1 ( 1)

8

i

=

⎡

_⎣

− −

⎤ ⎡

_{⎦ ⎣}

− −

⎤

_⎦

i

=

i

當二級體的對稱性及一對二變壓器都理想的情況下隔絕度與環

形雙平衡式二極體混頻器相同，但因製程因素導致二級體不對稱性

或一對二變壓器不理想的時候，

RF

及

LO

溢漏訊號會出現在兩組環

形二極體混頻器的

IF

兩端抽取處，因為

i

衡等於負的

i

，經過

IF

2.3 實作一 應用於高速資料傳輸之 V 頻段雙次降頻器

(使用 TSMC 0.18um CMOS)

為了滿足大的資料傳輸率的無線通信需求，一個非常大的頻寬是

必要的，由美國聯邦通信委員會(

FCC

)所定義的一個乾淨、無執照的

頻段：

57-64GHz

將是滿足這個需求最好的選擇，此規範所定義的資

料傳輸率至少有

1Gbps

，甚至超過

2Gbps

，而且在

60GHz

這個頻段，

大氣中的氧氣吸收率達極大值

(10~15dB/km)

，見圖

2.26

。這可以減少

通道間的相互干擾，有利於短距離通信。操作在

60GHz

這樣高的頻

率，其對應的波長

λ

相對的小，使得在做電路設計時，不論是天線的

長度設計或是電路內部的走線，也相對的變小。

[2]-[4]

圖

2.26

微波在大氣中衰減的情形

2.3.1 系統頻率規劃

0

LO1 (42~49 GHz)

f

WiHD (57~64 GHz)

IF2

(BW~1~2 GHz)

IF1=15GHz

圖

2.27

頻帶設計

2.3.2 整體系統架構

V

頻段雙次降頻器的架構如圖

2.28

所示，整個電路包含以下幾個

部分：

1.

環型二極體混頻器

2.

低雜訊緩衝級

3.

LO2

正交訊號產生器

4.

第二級混頻器

5.

輸出緩衝級

RF_Input

Poly-phase

quadrature

generator

LO2

LO1

I Phase

Q Phase

Wideband

Buffer

Low Noise Buffer

BW:1~2GHz

圖

2.28

系統方塊圖

1 g

V

V

Low−Noise Buffer

2 dd

V

Poly−phase Filter 2 _ L O P 2 _ L O N 2 _ L O IP 2 _ L O Q P 2 _ L O IN 2 _ L O Q N 1 dd V 3 dd

V

V

V

V

V

R ingM ixer _{Resistive Mixer}

圖

2.29 V

頻段雙次降頻器電路圖

2.3.3 環型二極體混頻設計

基頻降頻器使用

2.2.5

節的環形雙平衡式二極體混頻器，並搭配

實作在晶片上的平面繞線式馬爾尚巴倫

[5]-[7]

產生差動訊號饋入雙平

衡式環型二極體混頻器，

IF

訊號由

RF

端的馬爾尚巴倫接地點取出，

並以並聯電容取代原本的接地點，如此也可以阻絕高頻訊號進入後面

的電路。而為了減少傳輸線損耗並縮小面積，使用了

slow wave

的概

念，在馬爾尚巴倫下面以

Metal1

作浮接遮蔽

[8]-[9]

。

1(42 ~ 49

)

LO

GHz

(57 ~ 64

)

RF

GHz

(15

)

IF

GHz

圖

2.30

第一級降頻器

2.3.4 低雜訊緩衝級設計

為了抑制後面電路的雜訊及提高整體接收機的增益，在第一及

第二級混頻的中間插入了低雜訊緩衝級，設計方式與一般低雜訊放大

器雷同，原理在此並不贅述。輸出訊號經過變壓器轉為差動訊號，以

做為第二級降頻分為

I

、

Q

通道。

V

V

V

V

圖

2.31

低雜訊緩衝級

2.3.5 正交訊號產生器

正交訊號產生方式不外乎五種方法

[10]

，方法一，除頻器

(Divider)

，除二除頻器可以將差動訊號轉換為正交訊號，但輸入的

差動訊號頻率需要為正交訊號頻率的兩倍，因此在高頻電路設計上

將會有困難。方法二，正交相位壓控振盪器

(Quadrature VCO)

，架構

有很多種，電路特性則是在

phase noise

與

quadrature accuracy

之間

做取捨。方法三，

λ

4

耦合線

(Coupler)

，大部分都還是實作在

MMIC

運用中，因為在低頻很難將傳輸線整合進

IC

裡，即使利用繞線縮小