圖 2.9 表示著多重參考框鎖相迴路(Multiple Reference Frame PLL,MRF-PLL)的結 構 [4] ， 此 種 方 法 和 解 聯 式 雙 同 步 參 考 框 鎖 相 迴 路 (Decouple Double Synchronous Reference Frame PLL,DDSRF-PLL)[1]、[2]有類似的構想，兩者之間只是結構不同但多 重參考框鎖相迴路的結構比較直觀。這一種類型的鎖相迴路主要設計目的是讓電壓訊號 經過兩個相同但是旋轉方向相反的同步框後經過低通濾波器過濾因轉換後產生的兩倍 頻率的諧波訊號分別得到估測出的正向序和負向序之電壓訊號，再將估測的兩種訊號回 授相減而消去對於彼此的影響，因而得到解聯後的正向序以及負向序之分量，最後利用 解聯後正向序的分量訊號經過比例積分控制器得到估測的相位。
圖 2.9 多重參考框鎖相之系統方塊圖
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圖 2.10 多重參考框鎖相迴路等效之帶拒濾波器的波德圖
當多重參考框鎖相迴路在處相位接近鎖定的條件下，經過線性化後其系統方塊圖可 以簡化為如圖 2.11 所示
圖 2.11 多重參考框鎖相迴路線性化系統方塊圖
一般情況下低通濾波器的截止頻率會低於等效之帶拒濾波器的兩倍基頻頻率之截止頻 帶，所以在暫態分析上通常忽略帶拒濾波器造成的影響，並且將高頻諧波中兩倍頻率之 諧波除去以簡化分析，在相位接近鎖定的條件下線性化後的系統方塊圖可以再簡化，如 圖 2.12 所示。在沒有高頻雜訊輸入時，其輸出之估測相位和輸入之實際相位的開迴路 與閉迴路轉移函數分別為
𝐺(𝑠) =𝜔𝑝(𝐾𝑝𝑠 + 𝐾𝐼)
𝑠2(𝑠 + 𝜔𝑝) (2.27) ϕ̃1+(s)
ϕ1+(s)= 𝜔𝑝(𝐾𝑝𝑠 + 𝐾𝐼)
𝑠3+ 𝜔𝑝𝑠2+ 𝜔𝑝𝐾𝑝𝑠 + 𝜔𝑝𝐾𝐼 (2.28)
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圖 2.12 多重參考框鎖相迴路線性化並簡化之系統方塊圖
由(2.27)可以得知此系統得轉移函數和加裝低通濾波器之同步參考框鎖相迴路的轉移 函數相似，雖然低通濾波器的截止頻率一樣關係響應的速度以及對於高頻的抑制能力，
但和同步參考框鎖相迴路相比此種方法可以完全消去因電壓三相不平衡故障造成對於 估測相位和估測振幅之震盪情形。
為比較多重參考框鎖相迴路和同步參考框鎖相迴路的效果。考慮圖 2.4 的模擬條件，
由圖 2.13 和 2.14 可以發現當三相的電壓在 0.1 秒發生故障後多重參考框鎖相迴路估測 的正向序電壓會是三相平衡的電壓，也可以很穩定地追蹤到相位之變化以及電壓的振幅。
此外在設計要求上對於高頻諧波有較嚴苛的要求時，例如需要完全消去六倍基頻的諧波 時，更可以額外增加針對六倍基頻的參考框，讓估測相位時系統並不會經受到電網上六 倍基頻諧波的影響，雖然這樣會增加額外的計算成本，但比起單純利用低通濾波器會有 更好的高頻抑制效果。
圖 2.13 估測相之正向序三相電壓波形
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圖 2.14 多重參考框鎖相迴路估測之電壓和相位