整體電路架構

第三章 60GHz 升頻器之架構

3.2 基本二極體原理

3.4.2 整體電路架構

圖(3.16)

電路架構圖

3.4.3 晶片量測結果

圖(3.17)

轉換增益對第一本地震盪訊號功率。

圖(3.18)

轉換增益對 RF 頻率。

-10 -5 0 5 10 15

-25 -20 -15 -10 -5 0 5

fRF : 64 GHz (fLO1 :27.75GHz) Vdd=2.5V , Itotal= 26 mA

Conversion Gain (dB)

LO1 power (dBm)

40 45 50 55 60 65 70 75

-20 -15 -10 -5 0 5

Conversion Gain Fixed IF : 500 GHz

Conversion Gain(dB)

RF Frequency (GHz)

105

圖(3.19) IP1dB

對 RF 頻率。

-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 -80

-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10

f1=60 GHz , f2=60.001 GHz , fIF = 0.5 GHz Pout (f1)

P^out(2f^1-f²)

Output Power (dBm)

Input Power (dBm)

圖(3.20) RF=60GHz

時的 IIP3 。

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5

-35 -30 -25 -20 -15

fIF =0.5 GHz

Vdd=2.5V , Itotal= 26 mA 57GHz

60GHz 62GHz 64GHz

Output Power (dBm)

Input Power (dBm)

圖(3.21)

輸入返回損耗

20 22 24 26 28 30 56 58 60 62 64 66 68 -80

-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0

LO-to-RF 2LO-to-RF SSB

Isolation & SSB (dB)

Frequency (GHz)

圖(3.22)

本地震盪訊號對 RF 端和 IF 端的隔絕度。

20 30 40 50 60 70

-50 -40 -30 -20 -10 0

Input Return Loss (dB)

Frequency (GHz)

107

圖(3.23) SSB

圖(3.24) Die Photo

57.5 58.0 58.5 59.0 59.5 60.0 60.5 -90

-80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0

Pout (60 GHz): -26 dBm

Pout (LO2 Leakage) : -47.95 dBm Pout (Image): -67.34 dBm

SSB : 41.34 dB

LO2 Leakage

LSB (Image)

USB (Desired)

Output Power (dBm)

Frequency (GHz)

Center Frequency: 59 GHz Span:1.5 GHz Res BW: 330 kHz VBW : 11 kHz

3.4.4 結果與討論

此電路使用了四個 GSGSG 的 pad，其中一個是用來給 RF 的單點 input 和 DC 偏壓，另外還有三個 DC 單點針，總共面積大約為 2x1.1mm²。

我們看到第一級 up-converter 需要的 LO1 power，大概是打到 5dBm 左右，而第二級的 up-converter 需要的 LO2 power 約為 10dBm。

而當固定 IF 為 500MHz 時，可以看到 RF 輸出的頻寬約為 48~68 達到 20GHz 的頻寬，而由於這樣的寬頻即使對於頻寬掃 power，也可以發現 IIP3 和 P1dB 不太會隨著頻寬而有大變動，其中 P1dB 在 57~64GHz 大約都維持在-13dBm 左右，OP1dB 大約為-16dBm，IIP3 在 60GHz 時約為-8dBm，OIP3 則大概是-5dBm 左右。

在輸入返回損耗上可以看到頻寬大約涵蓋 50~65GHz，在我們要的 57~64GHz 內是小於-10dB 的。

對於 SSB 我們可以看到在我們想要的訊號 60GHz 可以得到 -26dBm 的大小，同時在 58GHz 出現是我們不想得到的訊號，大小約為-67.34dBm，由此可以計算得知我們對於鏡像訊號的消除 Single side band(SSB)為-26dBm--67.34dBm=41.34dBm。

109

表3.1 (CMOS 0.18um) Summary

Spec. Measurement Supply Voltage (V) 1.8 1.8 Conversion Gain (dB) 0 -1

RF Bandwidth(GHz) 57~64 50~65 OP_1dB (dBm) -10 -17

IIP₃(dBm) 0 -8 LO/2LO-to-RF Isolation (dB) -- >35/>70

Input Return Loss (dB) >10 >10 SSB(dB)

--

^41.34

Current Consumption (mA)

--

²⁶

Process 0.18 μm CMOS Chip Size

2x1.1 mm²

110

第四章

超寬頻低雜訊

接收機設計

111

4.1 前言

雖然 WLAN 所提供的無線通訊在近年內十分發達，但仍舊無法應付像多媒體資料(如影像與語音)對於高資料傳輸率(high data rate) 的需求；因此美國聯邦通訊委員會(FCC)提出了一個新的無線傳輸架構，稱為超寬頻(Ultra-wide band, UWB)系統[1]。在 IEEE 802.15.3a 中，規定 UWB 系統的頻率範圍為 3.1~10.6 GHz，其中每個通道

3432 3960 4488 5016 5544 6072 6600 7128 7656 8184 8712 9240 9768 10296

112

4.2 如何達到寬頻的做法

4.2.1 輸入匹配的部分

在達到寬頻的設計上，我們第一個碰到的困難就是輸入匹配的部分，要怎麼在一定的頻寬之內都可以達到輸入匹配，在此提出三個架構，feedback、Common Gate、還有利用 LC Ladder 達到寬頻匹配。

（ 1 ） LNA With Shunt-Shunt Feedback

-A Zin

Vin Vout

因為輸入阻抗我們可以看成， ( )

1 1

 

  

 

f L f L

in f

R R R R

Z s R

A gmR ，於是

我們如果想要達到好的匹配會選擇 Rf 為 50 歐姆，但是因此 feed back 研究導致等效的增益會依此降低許多，因為增益可寫成

( ) 1 /

Av s A

 A Rf

 ，於是整體 noise 也會應該 LNA 增益不足而提高，同時多加的 Rf 電阻還會貢獻 _origin ¹

s f

F F

R R A

 

  [2]。

（ 2 ） Common Gate LNA

113

114

（ 3 ） Common source LNA with LC Ladder Matching

Vbias

115

all-pole Bandpass Ladders

Vbias

116

4.2.2 延展頻寬的部分

就如前一章的3.4.4提到，延展頻寬的方式約有四種，shunt、

series、shunt-series、T-coil peaking，而在前章0.18μm 中60GHz 的實作當中我們使用了 T-coil 來做為頻寬的延展，但是由於在 pHEMT 製程當中我們只有兩層金屬層可以使用，所以在此我們並無法使用 T-coil peaking，於是這裡延伸頻寬的方式是從前面三種 peaking 方式來作出發。

4.3 一般UWB的LNA架構

（ 1 ） Current-Reused Technique

我們看過一般使用電流重複利用的超寬頻低雜訊放大器如圖(4.2-a)[6]，利用同一條電流流經，而包含兩級的放大器。如同此架構第一級為 CS 而第二級是一個 cascode 架構，卻只需要一條電流的功耗。在低功耗上是很適合的選擇。但是在 PHEMT 此製程當中，由於 FET 需要負壓操作的關係，我們可能將架構改成如圖(4.2-b)，其中的 M4 即是當成偏壓電路。也因為在電流重複利用架構中需要在 inter stage 提供一個偏壓，導致第一級看過去的負載為無限大並聯一個 1/gm，此電阻和第二級的 M2 的寄生電容造成了一個 pole，因此在 PHEMT 的超寬頻 LNA 架構的選取當中並不適合。

117

Inter-stage(Current-Reused)

(a)

VDD

LNA out LNA in

M2 C3

C2 M4

C5 M3

C1 R1 C4

圖(4.2)

(a) 一般 Current-reused LNA 架構 (b) 在 pHEMT 實現 Current-reused LNA

（ 2 ） Distributed Amplifier

傳統的 Distributed Amplifier 就像是傳輸線的方式圖(4.3)，由於使用電感共振掉電晶體的電容效應，可以看成好幾級的放大器串接。

因此提供了不錯的輸入匹配，並且在一定頻寬內維持平緩的增益，同時擁有較高的線性度。

118

在低頻增益等於

 

 N g^m R

G ，N 代表階數，R 是傳輸線的特徵阻抗通常為 50 歐姆。而頻寬的限制主要受限於 ¹ ¹

 

 

   

g g g

f L C R C 最

後可以得知

增益頻寬乘積(GBW)=

2 

    

 

c T

G f N g N f

為了達到可能使用多級來達到更高品質的傳輸線特性，但是因為使用了大量的電感，造成面積相對的可觀，也因為多級的關係造成功耗增加。儘管有人發現在偏壓方式的改變下可以降低功耗，但相對的此方法卻犧牲了頻寬。[7]

圖(4.3)

Distributed LNA

119

4.4 實作一，使用CG-LNA的超寬頻接收器 (PHEMT 0.15um)

4.4.1 研究動機

現今無線通訊中，以 IEEE 802.11a/b/g/n 為主的應用最為廣泛；但 WLAN 的傳輸速率無法負荷高資料量的影音訊號，故 IEEE 802.15.3a 的 Ultra-Wideband (UWB) 系統被提出，操作頻率從 3.1~10.6GHz，每個通道頻寬至少大於500MHz 以達到高資料傳輸速率。

本實作利用一些延展頻寬的技巧使用 Common Gate 本身輸入匹配為50歐姆的特性來操作。LR-CR 正交訊號產生器產生一組可應用在 3.1~10.6GHz 的正交訊號，並配合被動電路 -馬爾尚巴倫 (Marchand Balun)完成一低雜訊接收器。

4.4.2 系統頻率規劃

此實作為針對超寬頻接收器的應用，故將需要頻率設為 3~10.6GHz；而最終輸出訊號基於要符合規格 IF 為500MHz 的理由，

將其定為250MHz。

4.4.3 電路設計

（ 1 ） LNA

一般 load 單獨使用電阻或是電感，可以分別在低頻和高頻達到我們想要的增益，但是在此我們需要的低頻跟高頻都可以達到一定的

120

121

在此因為接上 mixer 發現頻寬被限制，撐不到這麼高頻增益就下降了，於是我們懷疑在 LNA 接上 mixer 的時候可能因為 mixer 的 RF 端有很大的附加電容，於是這邊使用了 ft doubler 的架構，換句話說只是將電容串連所以可以看到比較小的電容，可以直接變成原本電容的 1/2 大小，而在 RF 端接到 LO 端的時候也會被很多附加電容影響，

於是在此我們使用電感在中間串連共振[8]。

圖(4.6)

電感串連共振

（ 3 ）正交訊號產生器

Polyphase filter 是一種產生正交訊號的電路，此種電路可以使用在較低頻的電路不過一樣會有面積較大的問題，並且若需要較大的 I/Q 頻寬的話，需要串接多級多重相位濾波器，此舉除了增加了功率的消耗之外，也因為電阻增加而增加了熱雜訊。除此之外，使用在高頻的話，會因為 RC 值過小，使得電路對於製程變異會變得更 sensitive，

同時考慮電阻本身的自振頻率以及寄生效應都不適合運用在高頻電路上。

從 RC-CR 多重相位濾波器的相位超前落後的想法衍生出另一種新的正交相位產生器架構，並將電阻 R 併入負載電阻 Rload，以達到

gmVin

122

123

率，其兩輸出相位永遠相差 90 度；二則是只在某一個頻率兩輸出振幅大小相同，愈遠離此中心頻率，振幅差異愈大。為了避開這個缺點，

將其置於 LO 的輸入端，由於混頻器的 LO 輸入只需要 4VT (for BJT) 或 2VOV (for MOSFET)就能夠使混頻器的開關有所作用，故不需要完全平衡的輸入訊號。最後加上馬爾尚巴倫分別產生 0 和 180 度，馬爾尚巴倫是以兩組耦合線組成，耦合線長為

 ，若以 10GHz 以內做

為中心頻率的話線長仍需要非常長的長度；為了縮小面積，將耦合線繞成圖(4.8)之形狀[9]。

Port1

Port 2 Port 3 O/C

圖(4.8)

馬爾尚巴倫實際繞線圖

124

125

4.4.4 晶片量測結果

圖(4.11)

轉換增益對本地震盪訊號功率。

圖(4.12)

轉換增益對 RF 頻率。

-10 -5 0 5 10 15 20

-15 -10 -5 0 5 10 15 20

LO=3GHz LO=5GHz LO=7GHz

C o n ve rs io n G ai n ( d B )

LO power (dBm)

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

0 5 10 15

RF Bw IF=500 MHz

C o n v e rs io n G a in ( d B )

RF Frequency (GHz)

126

圖(4.13)

轉換增益對 IF 頻率。

(A)

10 100 1000

0 5 10 15

C o n ve rs io n G ai n ( d B )

IF Frequency (MHz)

3GHz 5GHz 7GHz

-50 -40 -30 -20 -10 0 10 20

-100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20

OIP2=20 dBm

IIP2=20 dBm

Pout (f1) Pout (f2-f1) Pout (2f2-f1)

IIP3=-2 dBm

IF Power (dBm)

RF Power (dBm)

OIP3=0 dBm

IP1dB=-10 dBm

127

128

圖(4.16)

雜訊指數對 IF 頻率。

圖(4.17)

雜訊指數對 RF 頻率。

10M 100M 1G

0 5 10 15 20 25 30

Noise Figure (dB)

IF Frequency (Hz)

7.5GHz

2 4 6 8 10 12

0 5 10 15

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

200MHZ

300MHZ NF(dB)

129

圖(4.18)

輸入返回損耗

圖(4.19)

本地震盪訊號對 RF 端和 IF 端和 RF 端對 IF 端的隔絕度。

0 5 10 15 20

-10 -5

0 Vg2=0.5 V

In p u t R e tu rn L o s s ( d B )

RF Frequency (GHz)

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

RF-IF Isolation LO-IF Isolation LO-RF Isolation

Isolation (dB)

LO Frequency (GHz)

130

圖(4.20) I

、 Q 通道輸出波形

圖(4.21) Die Photo

131

4.4.5 結果與討論

本電路採用 CMOS 製程，晶片照片如圖(4.21)所示：RF 採用 GSG，

IF、LO 埠皆採用 GSGSG pad，其餘 DC 利用 8-pin 的 DC 排針，和使用四根單點 DC 針，此晶片面積為 3x2m²。

圖(4.11)表示當 RF 為 3、5、7GHz 時，LO 的注入功率大致上分別為 2、5、5dBm，所得到的增益分別為 12、8 和 10dB。

整體電路的線性度特性表現在圖(4.14)，當 RF 打入單調(one-tone) 功率，在 3GHz 的頻帶測得 IP1dB為-10dBm 左右，而在不同頻率改變之後，當 5GHz 時，量得 IP1dB為-15dBm，但是當 9GHz 時，此時的 IP1dB又忽然變好了，為-12dBm；而 IIP3 和 IIP2 的趨勢跟 IP_1dB差不多，分別最好可以達到 3 和 20dB 左右。

圖(4.17)顯示了整個接收機的雜訊指數，頻帶降至 250MHz 時量得約為 5~9dB，在模擬的時候大約在 4dB 以下，實測高蠻多的，原因可能是因為低雜訊放大器有一級的頻寬變異，導致增益沒有達到當初的模擬值，故沒有辦法完全地抑制住後級的雜訊，並且在模擬的時候並不是使用 noise model，所以模擬起來的 noise 會比實際上低很多。

輸出波形部分，從圖(4.20)可以看到 I 通道以及 Q 通道的相位在每個頻率上 phase 和振幅都不是很好，基本上振幅蠻不 balance 的，

而 phase 竟然都維持在 60 度左右，對於前面探討此種正交相位產生器的理論有些違背，我們找出幾種造成問題的可能性；之前成功的例子是因為操作在矽鍺 0.35um 製程下，並且混頻器的 LO core 是由 BJT 組成。因此正交相位產生器所看到的 load 可能不是理想的阻抗。

132

表4.1 Summary

Spec. Measurement Supply Voltage (V) 3.3 3.3 Conversion Gain (dB) 15 11~13

RF Bandwidth(GHz) -- 2~3.5&4.5~10 IF Bandwidth (GHz) 0.5 1.5

Noise Figure (dB) 3@100k Hz 5~9(@300MHz) IP_1dB (dBm) -- -10

IIP₃(dBm) -25 0 LO-to-RF Isolation (dB) -- >60

LO-to-IF Isolation (dB) -- >40 Input Return Loss (dB) >10 >10 Current Consumption (mA) 3 59

Process 0.15 μm PHEMT Chip Size

3x2 mm²

133

4.5 實作二，使用CS-LNA的超寬頻接收器 (PHEMT 0.15um)

4.5.1 研究動機

前面實作上是使用 CGLNA 來達到寬頻的輸入匹配，鑑於 gain 可能不夠高所以導致 noise 不是我們理想中的好，所以我們在此換成使用 CS-LNA with LC Ladder 來做匹配的動作。

4.5.2 系統頻率規劃

此實作為針對超寬頻接收器的應用，故將需要頻率設為 3~10.6GHz；而最終輸出訊號基於要符合規格 IF 為500MHz 的理由，

將其定為250MHz。

4.5.3 電路設計

在此我們與實作一最大的不同就是將 CG-LNA 改變成 CS-LNA，再藉由 wideband 的 input matching，並且使用和實作一一樣的頻寬延伸技巧。如圖；

134

圖(4.22) UWB I/Q

接收器電路圖

LOIP LOIN LOQP LOIP

LOIN LOIP

LOQP

LOQN LOQP

IFI

IFQ IFIP

IFIP

IFQP IFQP

LOQN

135

4.5.4 晶片量測結果

圖(4.23)

轉換增益對本地震盪訊號功率。

圖(4.24)

轉換增益對 RF 頻率。

-10 -5 0 5 10 15 20

-15 -10 -5 0 5 10 15 20

LO=3GHz LO=5GHz LO=7GHz LO=9GHz LO=10GHz

C o n v e rs io n G a in ( d B )

LO power (dBm)

2 4 6 8 10 12

0 5 10 15

RF Bw IF=200 MHz

C o n v e rs io n G a in ( d B )

RF Frequency (GHz)

136

圖(4.25)

轉換增益對 IF 頻率。

(A)

10 100 1000 10000

137

138

圖(4.28)

雜訊指數對 IF 頻率。

圖(4.29)

雜訊指數對 RF 頻率。

10M 100M 1G

5 10 15 20 25

Noise Figure (dB)

IF Frequency (Hz)

7GHz

2 4 6 8 10 12

0 5 10 15 20

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

0 10 20 30 40 50

150MHZ 200MHZ 240MHZ

300MHZ NF(dB)

139

圖(4.30)

輸入返回損耗

圖(4.31)

本地震盪訊號對 RF 端和 IF 端和 RF 端對 IF 端的隔絕度。

0 5 10 15 20

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0

Vg2=1 V

Input Return Loss (dB)

RF Frequency (GHz)

2 4 6 8 10

20 30 40 50 60 70

RF-IF Isolation LO-IF Isolation LO-RF Isolation

L O -t o -R F /IF Is o la ti o n ( d B )

LO Frequency (GHz)

140

圖(4.32) I

、 Q 通道輸出波形

圖(4.33) Die Photo

141

4.5.5 結果與討論

本電路採用 CMOS 製程，晶片照片如圖(4.33)所示：RF 採用 GSG，

IF、LO 埠皆採用 GSGSG pad，其餘 DC 利用 8-pin 的 DC 排針，和使用四根單點 DC 針，此晶片面積為 3x2mm²。基本上跟實作一是差不多的。

圖(4.23)表示當 RF 為 3、5、7、9GHz 時，LO 的注入功率大致上分別為 2、5、5dBm，所得到的增益分別為 12、8 和 10dB。

整體電路的線性度特性表現在圖(4.26)，當 RF 打入單調(one-tone) 功率，在 3GHz 的頻帶測得 IP_1dB為-10dBm 左右，而在不同頻率改變

在文檔中標準CMOS製程下使用垂直NPN/蕭基二極體之低雜訊接收機和升頻器與pHEMT UWB接收機 (頁 119-0)

第三章 60GHz 升頻器之架構

3.2 基本二極體原理

3.4.2 整體電路架構

電路架構圖

轉換增益對第一本地震盪訊號功率。

轉換增益對 RF 頻率。

對 RF 頻率。

時的 IIP3 。

輸入返回損耗

本地震盪訊號對 RF 端和 IF 端的隔絕度。

--

--

第四章

超寬頻低雜訊

接收機設計

4.1 前言

4.2 如何達到寬頻的做法

（ 1 ） LNA With Shunt-Shunt Feedback

（ 2 ） Common Gate LNA

（ 3 ） Common source LNA with LC Ladder Matching

4.3 一般UWB的LNA架構

（ 1 ） Current-Reused Technique

(a) 一般 Current-reused LNA 架構 (b) 在 pHEMT 實現 Current-reused LNA

（ 2 ） Distributed Amplifier

Distributed LNA

4.4 實作一，使用CG-LNA的超寬頻接收器 (PHEMT 0.15um)

（ 1 ） LNA

電感串連共振

（ 3 ） 正交訊號產生器

馬爾尚巴倫實際繞線圖

轉換增益對本地震盪訊號功率。

轉換增益對 RF 頻率。

C o n ve rs io n G ai n ( d B )

C o n v e rs io n G a in ( d B )

RF Frequency (GHz)

轉換增益對 IF 頻率。

C o n ve rs io n G ai n ( d B )

雜訊指數對 IF 頻率。

雜訊指數對 RF 頻率。

輸入返回損耗

本地震盪訊號對 RF 端和 IF 端和 RF 端對 IF 端的隔絕度。

In p u t R e tu rn L o s s ( d B )

RF Frequency (GHz)

、 Q 通道輸出波形

4.5 實作二，使用CS-LNA的超寬頻接收器 (PHEMT 0.15um)

接收器電路圖

轉換增益對本地震盪訊號功率。

轉換增益對 RF 頻率。

C o n v e rs io n G a in ( d B )

LO power (dBm)

C o n v e rs io n G a in ( d B )

RF Frequency (GHz)

轉換增益對 IF 頻率。

雜訊指數對 IF 頻率。

雜訊指數對 RF 頻率。

RF Frequency (GHz)

輸入返回損耗

本地震盪訊號對 RF 端和 IF 端和 RF 端對 IF 端的隔絕度。

L O -t o -R F /IF Is o la ti o n ( d B )

、 Q 通道輸出波形

（ 3 ）正交訊號產生器