應用於極座標發射機封包調變之六位元置中型數位脈波寬度調變器的設計與實現

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(1)國立臺灣師範大學應用電子科技學系碩士論文指導教授：郭建宏博士. 應用於極座標發射機封包調變之六位元置中型數位脈波寬度調變器的設計與實現 Design and Implementation of a 6-Bit Center-Aligned Digital Pulse-Width Modulator for Envelope Modulation of Polar Transmitters. 研究生：張欽德. 撰. 中華民國 103 年 5 月.

(2) 應用於極座標發射機封包調變之六位元置中型數位脈波寬度調變器的設計與實現. 學生：張欽德. 指導教授：郭建宏博士. 國立臺灣師範大學應用電子科技學系碩士班. 摘. 要. 在傳統的發射機應用中，常見的兩種封包調變器架構為三角積分調變器、與脈波寬度調變器。雖然 DSM 架構實現容易，但在 LTE 寬頻的要求下，多位元的輸出往往會增加後續 PA 在實現上的難度。PWM 架構雖然有輸出諧波的困擾，但若能提高取樣操作頻率，及實現的脈波寬度線性度，其單位元的輸出將可大大降低 PA 實現的複雜度，解決諧波失真也只要在功率放大器後端增加帶通濾波器來濾除諧波失真。. 為了提高脈波寬度調變器的信號線性度，我們將輸出的脈波置中對齊。相較於靠邊型 PWM，置中型減少許多諧波失真，提高整體發射機效能。本論文以 6 位元置中型的 PWM 為例，其結果比靠邊型 PWM 有較佳的調變性能展現，而採用混合型的脈波寬度調變器架構，能減少不必要的延遲元件以及降低高速的計數器切換。. 應用於 LTE 極座標發射器封包調變的脈波寬度調變器，設計全數位式置中混合型脈波寬度調變器。在所提出的調變器中，我們藉由延遲鎖定迴路所提供的 128 個相位，合成 64 種置中型脈波寬度的輸出，完成 6 位元 LTE 信號的調. -i-.

(3) 變器要求。為了降低多重相位延遲鎖定迴路的延遲元件數目，我們使用一個簡單的計數器將相位輸出區分為上升及下降兩類。並將輸入脈波轉換成脈衝，以便環繞 multi-phase VCDL 來得到 128 個相位的輸出。最後經由多工器的選取，以及邊緣合成器合成 64 種寬度的置中型脈波。本論文採用 TSMC 90 nm 1P9M 量測輸入 92.16 MHz 在 1.2 V 的電源電壓下，量測的功率為 22.05mW，而使用 TSMC 90nm GUTM 模擬結果在 122.88 MHz 供應電壓為 1 V 以下，功率為 30.82mW。. 關鍵字：數位脈波寬度調變器、LTE極座標發射器、封包調變器. -ii-.

(4) Design and Implementation of a 6-Bit Center-Aligned Digital Pulse-Width Modulator for Envelope Modulation of Polar Transmitters ––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––. Student：Cin-De Jhang. Advisors： Dr. Chien-Hung Kuo. Graduated Institute of Applied Electronics Technology National Taiwan Normal University. ABSTRACT. The pulse-width modulation (PWM) and delta-sigma modulation (DSM) are two popular approaches used for the realization of the envelope modulator in traditional polar transmitters. Although DSM provides an easy structure for implementation, multi-bit outputs due to the requirements of linearity and wide bandwidth in modern communications would make the design of post-PAs difficult to be realized. Fortunately, if the operational frequency of PWM could be appropriately increased, the annoying harmonic effect would be easily attenuated by the post-bandpass filter.. In this thesis, a hybrid digital PWM (DPWM) having counter and delay cells is devised to compromise between area cost and operational speed. To increase the linearity of DPWM, the center-aligned pulse technology is adopted in the presented modulator. Sixty-four different pulse widths of outputs corresponding to the 6-bit input signal are designed in the presented modulator. The center-aligned output pulses. -iii-.

(5) exhibits lower noise floor near the interest band than the edge-aligned counterpart.. This thesis presents a center-aligned hybrid digital pulse-width modulator for the envelope modulation of polar transmitters. To obtain better noise figure of the outputs, a 128-phase delay-locked loop is used to generate center-aligned output pulses having 64 different pulse widths for 6-bit signal input. To reduce the number of delay cells in the multi-phase DLL, a simple counter is used to separate the output phases of DLL into rise and fall parts. The proposed digital pulse-width modulator is measured in TSMC 90nm 1P9M RF process. The power consumption is 22.05 mW at a 92.16 MHz input reference frequency and a supply voltage of 1.2 V, and the other simulated in TSMC 90nm 1P9M GUTM process. The power consumption is 36.82 mW at a 122.88 MHz input reference frequency and a supply voltage of 1 V.. Keywords: Digital Pulse Width Modulator, LTE polar modulation transmitter, Envelope modulatior. -iv-.

(6) 誌. 謝. 從大學到碩士班即將告別這六年在師大的研究生涯，在這些日子中經歷無數的艱辛，但有您們這些貴人用力拉我一把，讓我的研究跟生活能更加順利。一日為師終身為父！首先感謝我的指導教授郭建宏博士，在研究日子中細心的指導我讓我研究更加穩健，更不辭辛勞陪伴學生，坐在學生旁一同解決問題，獨到的見解讓我的研究能有學術價值，除此之外老師更培養我對事情及做人的美德，時時要求學生品德，使我受益良多，在未來的路上老師猶言在耳的提點，都是我生活上的助力。再者感謝黃育賢教授以及陳建中教授撥冗擔任學生的口詴委員，在口詴給予建議以及研究中從未有的想法，這些寶貴意見學生銘記在心，將使研究更臻於完美。. 感謝老師讓我參與國科會計畫，認識各研究領域先進前輩及教授，豐富了我的研究視野，比起同儕有更廣的思考面向。在計劃中，感謝陳怡然教授以及陳昭宏教授每次研討結束，總給學生的研究實質建議，讓研究內容能更為完整，而兩位教授也無私將實驗室資源與我分享，讓量測品質提升。也謝謝臺大電子所楊濠瞬學長及呂昀芝學姊，在國科會研討時給予電路設計上的建議，在此多謝濠瞬學長對於量測上鼎力幫助，學長的一席話:「有能力尌要多幫助人。」更長存我心；感謝臺大海工所林后鍾學長對於量測上陪伴我，一層一層解決問題快點找到問題所在，以及指導設計PCB，提供量測上會遇到的問題面，使量測的考量更為嚴謹；海工所張晉漢、電子所鍾昀融曾幫我開過海工R101門及指點的學長、同儕們…等對於電路設計及量測，也給予我諸多想法，您們的幫忙令我點滴在心頭。. 在混合信號積體電路實驗室，待了這些年看了許多人的流動，若沒有學長們的幫忙，至今我無法有如此成尌，感謝實驗室賴宏璟學長、施登耀學長、陳建宏. -v-.

(7) 學長，雖交流時間不多，但對於剛接觸電路的新手，諸位學長都能提出建議，讓我的知識涵養能更為廣闊；感謝專題時期廖述立學長及謝正恩學長帶領著我，述立學長培養我研究的態度，身為一個研究生要不停對問題追根究柢，而許多的事情都是從小事所累積起，學長一發現我做錯便拿小豬鞭策我適時提醒，也教導我伺服器環境建置，讓研究可以順利進行，而正恩學長建立起我對類比電路的觀念，在重要時都陪我到最後一刻，儘管學長畢業也對學弟無私的關懷跟照顧，一有問題都會拔刀相助替我解答；同時間一起進實驗室的王冠勳學長、林翰江學長與馬瑜傑學長感謝您們在學業上及實驗室大小事項的提攜，讓我能把實驗室大小事務做好，特別是瑜傑學長，研究上給予我寶貴的建議及想法，一同攜手把計畫完成，沒有您的幫忙，研究無法有所突破，也有您的陪伴實驗室生活才不至於無聊，在我生活上增添許多色彩；感謝葉丞凱學長雖然相處沒多久，但您在實驗室時期教我伺服器的小訣竅至今受用，專題時期的黃昶暘學長，在我傻傻佈局電路時，跳出來教我許多佈局技巧跟電路設計概念；感謝無線射頻實驗室學長們林益璋學長、施宏達學長、林繼揚學長、周健帄學長、鍾懿威學長與趙家祥學長對於研究跟生活都給予提點和建議，尤其宏達學長在我失意難過時總會適時幫助，儘管畢業也無時無刻的給予誠摯的關心。. 在實驗室的日子有同儕楊秉羲，一起分擔實驗室大小雜事，一起吃吃喝喝有您在無聊的實驗生活有趣許多，也幸虧張懷霈、李冠宏、吳明順、陳俊忠、曾煒崴、林偉良、林沂樺等學弟妹們的幫忙，幫我分擔許多研究外的事物，甚至忍受得了學長的大吼大叫，有您們這群學弟妹在我極為幸運，更謝謝懷霈每當我去臺大量測時孚候幫忙開門，以及俊忠一起打拼研究的日子，而前往臺大深造的林珈慧、杜昱璇，專題時期有您們相伴不孤單；感謝無線射頻實驗室同窗歐陽弘文、黃紹緯、張瑞安短暫相遇的張耀仁等一起切磋不同領域研究，共同用歡樂趕走苦悶的研究，此外貴實驗室的學弟妹劉家凱、黃望龍、張嘉玲、郭胤廷、林政言、謝澤毅、許敬易、林孙恆等讓實驗室隨時都充滿歡樂的氣氛；祝福同屆朋友能有. -vi-.

(8) 美好將來在職場上有一片天，而學弟妹們期待有朝一日，能有獨當一面的表現。. 感謝系辦的鄭琇文助教，從大學期間每次活動都大力相挺，也給予很多建議外，碩班報帳初期更提醒我注意事項，任何雜事的處理總幫我留意許多細節，葉嘉安助教在研究以及伺服器上有問必答，也幫忙採買電子元件讓我不用煩心在採買身上，蘇婷節助教總在我心情低潮的時候，提供我許多人生建議，可以忍受一個好動份子天天在您旁邊唱唱跳跳，跟每次坐在您旁邊總會裝潢您的辦公桌，從每個禮拜的吃到飽到每個月的吃到飽，也讓我在碩班增加好幾公斤；謝謝工教碩王伯任學長、穏格銘學長，應電碩郭紹緯學長、張維德學長、楊誠愷學長及眾多學長等的照顧，此外碩班同儕及學弟妹程鈺錞、李星融、吳昇儒、劉建輝、李重穎、侯如瑜、郭家瑞、劉奕君、張榮堃、王逸翔、劉鑑儀、黃元杰、石顏彰…等，謝謝在我研究心煩有四處吐苦水的地方，甚至和我一起討論研究生涯重大的太陽花學運跟國家議題，而謝謝溫苡柔與施哲揚對於臨時起義的小畢典義不容辭地給予支援；謝謝已離職的助理沈欣穎在我出國發表論文時不停矯正我的英文發音，針對演講稿進行潤飾；謝謝應電系101跟應電101退了又加的FB聊天群組以及應電系師長、學長姐、學弟妹王派直屬與工教系學長姐們，您們的幫忙我感激於心頭，待了六年的應電系現在終於要離去，對於系所的情誼有如家庭，有著無法抹滅的歸屬感。. 中友會的Yes people帶著我在研究做不出來時外出取才，期間總會遇到許多未知的事情，讓我生活除了研究記錄外也有許多生活記趣；課活組99黃金群俠團隊，和您們共事過才能讓我對於任何事要有一定品質，奠定我處理實驗室大小事應有的態度；國小摯友郭朝瑋多虧幫忙推甄現在我才能在這寫致謝，也感謝在出國前陪我一一弄好資料，總是在我需要時即刻救援；國中十年友誼萬歲的夥伴以及國中摯友對不起我來晚了，您們尌算知道我不能到，總會禮貌性的約我出去，而我一回來直奔我家與我相聚，現在總算可以讓我們聚的時間變長了；高職大甲. -vii-.

(9) 高工94資訊科同學們，在我研究抽不開身的時候會來台北找我或者在研討會舉辦的地點相遇，總努力找機會一起相聚，讓我隨時跟您們快樂大笑；領培營的夥伴及中二區回饋員，感謝您們在我摸不著頭緒時能夠加油打氣，當初與您們跑營隊的日子，跟各位所學做事經驗對我在實驗室中非常受用；感謝陳逸柔、陳昀秀還記得您們昏昏沉沉時被我挖起來，幫我校正英文論文，讓我的英文論文有點樣貌，謝謝張詠詠半夜在麥當勞一起陪我把英文論文看完，一個字一個字審不讓文法錯誤出現，沒有您們論文的投稿不會如此順利；一路走來要感謝的人太多了，對於沒有在致謝上的人們感到十分抱歉，沒有您們便無法成尌今日的我。. 最後謝謝我的父親張國政先生及與母親江麗秓女士，對於教育總給我很多的空間去選擇我要走的路，謝謝您們相信、尊重我對於任何事的決定，此外沒有您們用心營造的學習環境，無法有現在的表現，讓我專注於學習之上無後顧之憂，終於順利畢業都要歸功於父母對我的養育栽培之恩；謝謝弟弟張欽奕與妹妹張欽菁分擔家裡的大小事，不用心煩於家務讓我可以認真於研究；而奶奶陳秓女士感謝您對孫子的疼惜，總會慰問我吃飽沒，不太會用手機還是會打來關心，唯一遺憾的是無法讓爺爺分享喜悅；而本論文獻給我的家人與每一個我愛的人。. 研究之路滿是孤獨若沒您們照亮前方的路至今依然困於迷霧. 張欽德. 2014.07.20 謹誌於. 國立臺灣師範大學混合信號積體電路實驗室. -viii-.

(10) 目. 摘. 錄. 要 ......................................................................................................................... i. ABSTRACT .................................................................................................................. iii 致. 謝 .........................................................................................................................v. 目. 錄 ....................................................................................................................... ix. 表目錄 ..................................................................................................................... xiii 圖目錄 ..................................................................................................................... xiv 第一章緒論 ....................................................................................................................1 1.1 研究背景 ...................................................................................................................1 1.2 研究目的 ..................................................................................................................7 1.3 研究步驟 ..................................................................................................................8 1.4 論文組成 ..................................................................................................................9 第二章. 適合極座標發射器之封包調變器 ...........................................................11. 2.1 極座標發射器.........................................................................................................11 2.2 極座標封包調變器之需求.....................................................................................12 2.3 封包調變器使用脈波寬度調變 ............................................................................14 2.4 置中型脈波寬度調變器規格數探討 ....................................................................18 2.5 多相位脈波寬度調變器探討.................................................................................20 2.6 脈波寬度調變器系統探討.....................................................................................23 2.6.1 非線性誤差 ..................................................................................................23 2.6.2 線性度 ..........................................................................................................24 第三章. 脈波寬度調變器之架構探討 ...................................................................26. 3.1 簡介 ........................................................................................................................26 3.2 計數器型數位脈波寬度調變器 ............................................................................27. -ix-.

(11) 3.3 延遲線型數位脈波寬度調變器 ............................................................................29 3.4 混合型數位脈波寬度調變器 ................................................................................31 3.4.1 非自震式混合型數位脈波寬度調變器 ......................................................31 3.4.2 自震式混合型數位脈波寬度調變器 ..........................................................34 3.5 分段式數位脈波寬度調變器 ................................................................................36 3.6 FPGA 型數位脈波寬度調變器 ...........................................................................39 第四章. 置中型混合型脈波寬度調變器之設計 ...................................................43. 4.1 使用循環式電壓控制延遲線之多相位延遲鎖定迴路 ........................................44 4.1.1 電路描述 ......................................................................................................46 4.1.1.1 延遲元件設計 ...................................................................................46 4.1.1.2 相位頻率偵測器 ...............................................................................49 4.1.1.3 充電汞 ...............................................................................................49 4.1.1.3 鎖定偵測器 .......................................................................................50 4.1.1.4 開關控制以及脈衝產生器 ...............................................................51 4.2 六位元 92.16 MHz 置中型脈波寬度調變器 ........................................................52 4.2.1 實現方式 ......................................................................................................52 4.2.2 電路描述 ......................................................................................................56 4.2.2.1 八對一對稱多工器 ...........................................................................56 4.2.2.2 三位元上下數計數器 .......................................................................57 4.2.2.3 分離器 ...............................................................................................60 4.2.2.4 數位比較器 .......................................................................................62 4.2.2.5 邊緣合成器 .......................................................................................64 4.3 六位元 122.88 MHz 置中型脈波寬度調變器 ......................................................65 4.3.1 四組延遲元件建構之循環式延遲鎖定迴路 ..............................................65 4.3.1.1 電路描述 ...........................................................................................66 4.3.1.1.1 延遲元件 .................................................................................. 66. -x-.

(12) 4.3.2 實現方式 ......................................................................................................67 4.3.3 電路描述 ......................................................................................................70 4.3.3.1 四對一對稱多工器 ...........................................................................70 4.3.3.2 八位元強森計數器 ...........................................................................72 4.3.3.2 可程式化邏輯電路 ...........................................................................74 4.3.3.3 數位比較器 .......................................................................................75 4.3.3.4 分離器 ...............................................................................................77 4.4 模擬結果與晶片佈局圖 ........................................................................................79 4.4.1 六位元 92.16 MHz 置中型脈波寬度調變器 .............................................79 4.4.2 六位元 122.88 MHz 置中型脈波寬度調變器 ...........................................85 第五章. 置中混合型脈波寬度調變器之量測 .......................................................91. 5.1 六位元 92.16 MHz 置中混合型脈波寬度調變器量測 .......................................91 5.1.1 晶片量測環境 ..............................................................................................91 5.1.2 電壓調節電路 ..............................................................................................93 5.1.3 濾波槽電路 ..................................................................................................94 5.1.4 輸入信號電路 ..............................................................................................94 5.1.5 量測環境 ......................................................................................................95 5.1.6 量測結果 ......................................................................................................97 5.2 六位元 122.88 MHz 置中混合型脈波寬度調變器量測 ...................................102 5.2.1 晶片量測環境 ............................................................................................102 5.2.2 電壓調解電路 ............................................................................................103 5.2.3 電阻陣列電路 ............................................................................................104 5.2.4 量測環境電路 ............................................................................................105 5.2.5 量測結果 ....................................................................................................106 第六章. 結論與未來展望 .....................................................................................111. 6.1 總結 .......................................................................................................................111. -xi-.

(13) 6.2 未來展望 ...............................................................................................................112 參考文獻 ...............................................................................................................114 自傳 ……………………………………………………………………………….. 119 學術成尌 ...............................................................................................................120. -xii-.

(14) 表目錄. 表 2-1. LTE(20M)系統對於 ACLR 的要求.……………………….……………….13. 表 2-2. LTE(20M)系統改變脈波寬度調變器其位元數對於 ACLR 的要求.……..19. 表 2-3. LTE(20M)系統改變整體系統相位數對於 ACLR 的要求.………………..23. 表 4-1. 多工器對稱選擇表……………………………………………………….....57. 表 4-2. 計數器狀態表……………………………………………………………….59. 表 4-3. 多工器對稱選擇表……………………………………………………….....72. 表 4-4 PLA-A 可程式化邏輯電路真值表……………………………………….....75 表 4-5. PLA-B 可程式化邏輯電路真值表……………………………………….....75. 表 4-6 92.16 MHz 128 相位輸出延遲鎖定迴路之規格表……….………………..82 表 4-7 92.16 MHz 延遲鎖定迴路建構之脈波寬度調變器規格表………..………85 表 4-8 122.88 MHz 128 相位輸出延遲鎖定迴路之規格表………...……………..87 表 4-9 122.88 MHz 延遲鎖定迴路建構之脈波寬度調變器規格表………………90 表 5-1. 92.16 MHz 置中型脈波寬度調器規格…………………………………..102. 表 6-1. 文獻比較表………………………………………………………………..111. -xiii-.

(15) 圖目錄. 圖 1-1. 正交調變發射機架構…………………………………………..……………1. 圖 1-2. 波包消除重建發射機架構……………………………………..……………2. 圖 1-3. 改已脈波調變之發射機架構……………………………………..…………2. 圖 1-4. 數位式極座標發射機架構……………………………………..……………3. 圖 1-5. 多相位封包調變器之極座標發射器架構……………..……………………4. 圖 1-6. 極座標發射器頻譜圖(a)使用封包調變架構比較(b)使用多相位架構比較………………………………………………………...………………….. 5. 圖 1-7. 本論文研究步驟…………………………………….…...…………………..8. 圖 2-1. 極座標發射器……………………………………...……………………….11. 圖 2-2. LTE(20M)系統 ACLR 之示意圖……………………...………………..…..14. 圖 2-3. 置中型與非置中型輸出結果………………………...…………………….15. 圖 2-4. 極座標發射器模擬架構圖…………………………...……………...……..16. 圖 2-5. 置中型與靠邊型封包調變運算……………………...…………...………..17. 圖 2-6. 置中型與靠邊型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較(Span. 600 MHz) ..……………………………………………..………………………..18. 圖 2-7 多位元置中型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較(Span. 40 MHz) …………………………………….....………………………………………19 圖 2-8. 使用兩相位脈波寬度調變………………………………….....…………...21. 圖 2-9. 一相位及兩相位脈波寬度調變時序比較圖……………….....…………...21. 圖 2-10 多相位 6 位元置中型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較….....22 圖 2-11 多相位 6 位元置中型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較(Span. 60 MHz) ……………..……………………………………………………...22 圖 2-12 線性度示意圖………..……………………………………………………..24. -xiv-.

(16) 圖 2-13 狀態機率分布圖………..…………………………………………………..25 圖 3-1. 類比式脈波寬度調變器..…………………………………………………..26. 圖 3-2. 計數器型脈波寬度調變器(a)計數器型脈波寬度調變器電路(b)時序圖...28. 圖 3-3. 延遲線型數位脈波寬度調變器(a)延遲線型數位脈波寬度調變器電路(b) 時序圖..……………………………………………………………………..29. 圖 3-4. 非自震式混合型數位脈波寬度調變器(a)非自震式混合型數位脈波寬度調變器電路圖(b)時序圖…...………………………………………………….32. 圖 3-5. 自震式混合型數位脈波寬度調變器(a)自震式混合型數位脈波寬度調變器電路(b)時序圖………………………………………………………………35. 圖 3-6. 分段式數位脈波寬度調變器………………………………………………38. 圖 3-7. FPGA 型數位脈波寬度調變器概念(a)方塊圖(b)時序圖…………………40. 圖 3-8. FPGA 型脈波寬度調變器…………………………………………………..41. 圖 4-1. 六位元置中型脈波寬度調變器……………………………………………43. 圖 4-2. 循環式多相位延遲鎖定迴路架構………………………………………....45. 圖 4-3. 使用循環式壓控延遲線之多相位延遲鎖定迴路………………………....46. 圖 4-4. 壓控延遲線及開關…………………………………………………………47. 圖 4-5. 脈衝循環波寬限制…………………………………………………………47. 圖 4-6. RC 延遲元件………………………………………………………………..48. 圖 4-7. 半穿透電路…………………………………………………………………48. 圖 4-8. 相位偵測器電路……………………………………………………………49. 圖 4-9. 充電汞電路…………………………………………………………………50. 圖 4-10 鎖定偵測器…………………………………………………………………51 圖 4-11 鎖定偵測器波型圖(a)A 領先 B(b)A 落後 B(c)A 落後 B 小於 T……………51 圖 4-12 開關控制器與脈衝產生電路………………………………………………52 圖 4-13 脈波寬度調變器合成圖……………………………………………………53 圖 4-14 置中型脈波寬度調變器實現方式(a)時序圖(b)選擇概念圖..…………….54. -xv-.

(17) 圖 4-15 六位元 92.16 MHz 混合型置中型脈波寬度調變器…………………….55 圖 4-16 對稱式多工器………………………………………………………………56 圖 4-17 多工器電路圖………………………………………………………………57 圖 4-18 三位元上下數計數器………………………………………………………58 圖 4-19 正反器電路(a)T 型正反器(b)TSPC D 型正反器……………………….….59 圖 4-20 分離器時序圖(a)脈衝分離選擇時序圖(b)脈衝分離選擇轉向時序圖…...61 圖 4-21 F_Separator 電路圖………………………………………………………...62 圖 4-22 數位比較器時序圖………………………………………………………....63 圖 4-23 數位比較器電路…………………………………………………………....64 圖 4-24 邊緣合成器電路…………………………………………………………....64 圖 4-25 循環式延遲線…………………………………………………………........65 圖 4-26 上注式延遲元件……………………………………………………….…...67 圖 4-27 選擇概念圖…………………………………………………………............68 圖 4-28 六位元 122.88 MHz 混合型置中型脈波寬度調變器………………..........69 圖 4-29 六位元 122.88 MHz 脈波寬度調變器時序圖……………........................70 圖 4-30 多工器與解碼器電路………………............................................................71 圖 4-31 高速同步計數器設計之困難(a)高速觸發問題(b)高速同步計數器轉態問題……………………………………………………………………………73 圖 4-32 八位元強森計數器…………………………………………………………74 圖 4-33 可程式化邏輯電路…………………………………………………………74 圖 4-34 數位比較器時序圖…………………………………………………………76 圖 4-35 數位比較器電路……………………………………………………………76 圖 4-36 時脈分路時序圖……………………………………………………………77 圖 4-37 改良式分離器電路………………….………………………………………78 圖 4-38 D0 改良式分離器時序圖……………………………………………………78 圖 4-39 D0 改良式分離器電路………………………………………………………79. -xvi-.

(18) 圖 4-40 延遲元件鎖定電壓(TN90RF)…...…………………………………………80 圖 4-41 延遲鎖定迴路時序圖(TN90RF)………………………...…………………80 圖 4-42 八組延遲元件 128 組脈衝相位輸出(TN90RF)……………….…...………81 圖 4-43 D1 脈衝輸峰對峰抖動圖(TN90RF)………………………………...………81 圖 4-44 脈波寬度調變時序圖(TN90RF)…………………………………...………82 圖 4-45 置中型脈波寬度(TN90RF)……..………………………………….………82 圖 4-46 脈波寬度線性遞增圖(TN90RF)…….……..………………………………83 圖 4-47 非性線誤差(a)DNL(b)INL(TN90RF)………...……………………………84 圖 4-48 晶片佈局圖(TN90RF).....……………………………..……………………84 圖 4-49 延遲元件鎖定電壓(TN90GUTM).…………………………………………85 圖 4-50 延遲鎖定迴路時序圖(TN90GUTM).………………………………………86 圖 4-51 四組延遲元件 128 脈衝輸出(TN90GUTM).……………………………….86 圖 4-52 D1 脈衝輸出峰對峰抖動圖(TN90GUTM)…………………………..……..87 圖 4-53 脈波寬度調變時序圖(TN90GUTM).………………………………………88 圖 4-54 置中型脈波寬度(TN90GUTM).……………………………………………88 圖 4-55 脈波寬度線性遞增圖(TN90GUTM)………………………………………88 圖 4-56 非性線誤差(a)DNL(b)INL(TN90GUTM)...………………..………………89 圖 4-57 晶片佈局圖(TN90GUTM)……….…………………………………………90 圖 5-1. 信號輸入圖……………....…………………………………………………91. 圖 5-2. 量測考量圖(TN90GUTM).…………………………………………………93. 圖 5-3. TPS73101 單端輸出低雜訊線性穩壓器…………………………………...93. 圖 5-4. TPS73101 低壓差線性穩壓器調節電路…………………………………...94. 圖 5-5. 濾波槽電路…………………………………………………………………94. 圖 5-6. 高速連接器…………………………………………………………………95. 圖 5-7. 印刷版電路(TN90GUTM).…………………………………………………96. 圖 5-8. 量測環境圖(a)SMA 輸出(b)探針量測(TN90GUTM)……………………..97. -xvii-.

(19) 圖 5-10 晶片顯微照相圖(TN90GUTM)….…………………………………………98 圖 5-11 晶片鎊線圖(a)內部鎊線圖(b)外部鎊線圖(TN90GUTM)………………...98 圖 5-12 輸入六十四種資料波寬變化 ( a ) 探針輸出波寬 ( b ) S M A 輸出波寬 (TN90GUTM)…………………………………………………………...…..99 圖 5-13 波寬置中變化(TN90GUTM)…….………………………………………..100 圖 5-14 波寬線性圖(TN90GUTM).………………………………………………..100 圖 5-15 非線性誤差(TN90GUTM).………………………………………………..101 圖 5-16 系統模擬頻譜圖(TN90GUTM).………………………………………......101 圖 5-17 量測環境圖(TN90GUTM) ……………………………………................103 圖 5-18 TPS76201 低輸出可調低功率線性穩壓器...……………………………..103 圖 5-19 TPS73101 低壓差線性穩壓器調節電路.………………………………....104 圖 5-20 獨立電阻器………………………………………………………………..104 圖 5-21 信號分壓電路……………………………………………………………..105 圖 5-22 印刷版電路(TN90GUTM).………………………………………………..105 圖 5-23 輸入接腳圖(TN90GUTM).………………………………………………..106 圖 5-24 量測環境圖(TN90GUTM).………………………………………………..106 圖 5-25 晶片顯微照相圖(TN90GUTM).…………………………………………..107 圖 5-26 晶片鎊線圖(a)內部鎊線圖(b)外部棒線圖(TN90GUTM)……………….107 圖 5-27 輸入六十四種資料波寬變化(TN90GUTM).……………………………..108 圖 5-28 輸入六十四種資料波寬變化放大圖(TN90GUTM)….…………………..108 圖 5-29 輸入六十四種資料波寬變化長時間圖(TN90GUTM)….………………..109 圖 5-30 關閉訊號源電路輸出圖(TN90GUTM).…………………………………..110. -xviii-.

(20) 第一章. 緒論. 1.1 研究背景通訊相關積體電路的演進，使得無線通訊系統發展迅速，在現今場合皆可看見無線裝置的存在，諸如手機、無線網卡、無線基地台、熱點…等，在這無線的通訊系統中，收發機以及接收機是不可或缺的單元，在本論文中將著墨於發射機上封包調變器的部分作為探討。現代通訊中從 GSM(2G)、CDMA(2G)、EDGE(2.75G)、WCDMA(3G)，以及世界各國的主流通信規格 LTE(4G)皆可看見發射機的存在，傳統的正交調變發射機架構如圖 1-1，是採用一線性功率放大器，直接將正交訊號發射出去，由於線性功率放大器的最佳效率操作於飽和區，藉由犧牲效率來獲得線性度，二來必頇使用高線性度的功率放大器來維持訊號的品質，因此功率的效能無法有效提高。. I. DAC 0˚. Σ. LO 90˚. Q. PA VGA. DAC. 圖 1-1. 正交調變發射機架構. Kahn 在 1952 在[1]中所提及的封包消除重建(Envelope Elimination and Restoration, EER)架構的極座標發射器如圖 1-2，有效改良正交調變問題，. -1-.

(21) 將訊號分為射頻訊號(Envelope)及相位資訊(Phase)，並利用類比元件調節切換式功率放大器相位振幅，使得 EER 發射機能具有高效率的特性[2]，如圖 1-3，以 EER 為基礎，將封包信號改用脈衝調變(Pulse Modulator)的形式，決定相位訊號是否通過，最後重建射頻訊號，藉由低線性度切換放大器 (Switching Power Amplifier)，取代高線性度的功率放大器設計，讓放大器設計簡單，後端的調變雜訊則由簡易的帶通濾波器即可濾除，比起 Kahn 架構中在封包路徑增加帶通濾波器的設計還來得簡易。但由於 EER 發射機多以類比元件構成，採取類比元件分離封包與相位資訊將會使得訊號較不精確，調節的頻寬將受限，進而改進 EER 發射機並已 EER 發射機為基礎的 Polar Transmitters 是近年來是最常運用的架構。. Amplitude Modulator. Envelope Detector. Bandpass Filter. Envelope Signal Path. RFin. PA. Phase Signal Path. Limiter. 圖 1-2. 波包消除重建發射機架構. Envelope Modulator DSP. Envelope Signal Path. PulseModulator. Phase Signal Path. PA Bandpass Filter. 圖 1-3. 改已脈波調變之發射機架構. -2-.

(22) 近幾年極座標轉換技術提出，使得極座標發射器常用於通訊系統中，這些架構在現今的無線通訊規格皆已提出[3]，如圖 1-4 與 EER 的概念相似，差異是使用數位信號處理器(Digital Signal Processor, DSP)的架構，捨棄了萃取封包與相位偵測器等類比元件，改以極座標數位轉換技術取代，數位訊號處理計算出封包(Envelop)與相位(Phase)訊號的資訊[5]，在封包調變部分把高解析度的振幅訊號，利用時間壓縮把其資料位元數降低，經由調變後與相位訊號重建射頻訊號；採取數位電路提升設計精確度，也可以利用數位校正技巧，提高電路性能，更方便於積體化。. Envelope Modulator DSP. Envelope Signal Path. PulseModulator. Phase Signal Path. PA Bandpass Filter. 圖 1-4. 數位式極座標發射機架構[4]. 在傳統的封包調變器電路中，有三角積分調變器(Delta-Sigma Modulator, DSM)和脈波寬度調變器(Pulse-Width Modulator, PWM)兩種調變技術，以下封包調變器細節將論述之。首先「三角積分調變器」(Delta-Sigma Modulator, DSM)使用了超取樣 (Oversampling)以及雜訊移頻(Noise Shaping)的特點，超取樣可以把雜訊功率降低，而三角積分調變器的回授架構可把頻帶內的雜訊往高頻移動，因此能得到較佳的訊雜比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)[6]，然而封包調變訊號的變動幅度超過輸入最大斜率，將使得調變輸出無法跟上輸入訊號的變化而造成失. -3-.

(23) 真；除此之外三角積分調變器因為量化器多位元輸出的原因，在功率放大器的使用上將會要求較多組數，一來電路製作成本增加、二來多組的功率放大器導致不匹配因素將變得複雜。利用輸出不同工作週期(Duty Cycle)的信號來表示對相位信號取樣程度的封包調變器「脈波寬度調變器」(Pulse Width Modulator)，適用於高解析度的封包調變中，有效將輸出的功率放大器組數下降，且取樣速率比起三角積分調變器能設計的速度更快，由於脈波寬度調變器在[7]已類比的方式呈現，因此會輸入比較的三角波參考頻率，產生不同工作週期的方波，而在頻譜上參考頻率會增加諧波失真(Harmonic Distortion)，全數位的脈波寬度調變器，依然會再輸入的參考頻率方波處產生諧波失真，但藉由依簡易的帶通濾波器，方可使得諧波失真消除[8]；除了上述特性外，也提出利用多相位調變器器[9]，如圖 1-5 產生多組不同的脈波去控制射頻放大器，並還原射頻訊號，可發現使用越多組的相位脈波調變器，可以把諧波失真帶往更高頻的地方，在等效上增加取樣頻率，使得失真出現的點能在濾波器的(Stop Band)，可把諧波失真能完整濾除，經由多組相位的脈波寬度調變器，去重建還原其訊號，把諧波雜訊推遠離主頻帶。. Baseband Envelope. DPWM/DSM. ……. Phase Singal. …. Bandpass Filter. PA. …. …. RF Out. … PA. Combiner. Combiner. Pulse Modulator. 圖 1-5. 多相位封包調變器之極座標發射器架構. 如圖 1-6(a)頻譜所示，可以發現三角積分調變器能有效地將雜訊從頻帶內移出到頻帶外，所以提高雜訊比，雜訊通常都是每倍頻 20dB 以上的速度增加，因此頻帶外的雜訊會比脈波寬度調變器還來得高。由於雜訊移頻的效. -4-.

(24) 果，雜訊在中頻部分會比起脈波寬度調變器諧波還來得低，而脈波寬度調變器則由於取樣頻率點會產生諧波失真，但兩者調變器都能用帶通濾波器有效率除雜訊，儘管三角積分器會將雜訊推向高頻，但需要注意頻帶外的雜訊不可過高，不然會影響到其他通道品質；圖 1-6(b)則可以觀察使用脈波寬度調變器對於多相位的脈波輸出，能將原取樣頻率上所產生的諧波失真，再推往更高頻處，使得諧波失真可以遠離主頻帶，也是能藉由一帶通濾波器把頻帶外的諧波給予濾除。. Magnitude(dB). DSM PWM Mask. fc. Frequency(Hz). (a) 使用封包調變架構比較. Magnitude(dB). 2-Phase 1-Phase Mask. fc. Frequency(Hz). (b) 使用多相位架構比較圖 1-6. 極座標發射器頻譜圖. 本論文將設計國立臺灣大學陳怡然教授與陳昭宏教授所提出的架構 [10]，設計一封包調變器，並結合其架構模擬，製作一數位脈波寬度調變器. -5-.

(25) (Digital Pulse Width Modulator)，已減少三角積分調變器所帶來後端量化器位元數過高的設計困難，藉由取樣脈波寬度調變器輸出結果運用數學模擬多相位，確定在取樣頻率的諧波失真能推往更高頻處；利用延遲鎖定迴路(Delay Loop Lock)提供穩定的相位，提供給全數位脈波寬度器做運算，提高整體線性度以及效能，能符合 4G LTE 的極座標發射器通訊系統規格，一數位封包調變器。. -6-.

(26) 1.2 研究目的綜合上述之研究動機，本論文將朝下列幾點作探討： 1.. 設計一個適用於 LTE 極座標發射機封包調變，使用混合型脈波寬度調變器，並佐以延遲鎖定迴路提供穩定相位。. 2.. 使用數學軟體 MATLAB 驗證本論文提出的脈波寬度調變器可行性，並針對極座標發射機進行通盤模擬，找尋適合規格施作。. 3.. 利用半導製程技術完成一脈波寬度調變器設計，使用數學軟體 MATLAB 驗證此封包調變器是否能用於整體極座標發射機系統中。. 4.. 將設計完成的脈波寬度調變器進行各項量測，量測其線性度並將參數取出用數學軟體 MATLAB 建立起極座標發射機架構，觀察運用於封包調變的可行性。. -7-.

(27) 1.3 研究步驟. 研究動機. 晶片設計. 晶片量測. 文獻探討. 電路驗證. 數據紀錄. 架構模擬. 電路設計圖 1-7. 本論文研究步驟. 圖 1-7 為本篇論文研究步驟圖。本論文研究步驟分為初期、中期、後期、末期四大部分：初期：確立研究方向，並研讀相關書籍與文獻，對於此領域近幾年的論文廣泛閱讀。中期：利用數學模型模擬封包調變器架構，當架構的規格達到時，便開始電路設計。設計出來的電路取其輸出藉由數學模擬軟體，確定其可行性，並分析封包調變器對於整體架構效能。後期：完成電路設計後，以半導體技術實作為晶片，驗證電路能實現於系統晶片上的可行性，並規畫量測板以及採買量測元件，以利脈波寬度調變器的訊號量測，歸納出完整的量測考量。中期：待晶圓廠將所設計之晶片送回後，對此晶片輸入數位封包訊號進行單一功能量測，接下來將量測之數據存回電腦，利用數學軟體模擬出極座標發射機架構，並將數值等效為封包調變效果，模擬是否能通過嚴峻的通訊規格。. -8-.

(28) 1.4 論文組成本篇論文的組成如下. 第二章：適合極座標之封包調變器本章節將探討適用於 LTE 的脈波寬度調變器且應用封包調變器，由於使用脈波寬度調變器，在輸出方面本論文探討兩種輸出形式分為置中型與靠邊型，藉由數學軟體 MATLAB 模擬此兩種架構對於極座標發射器的效果，接下來探討多位元以及多相位的脈波寬度調變器對於規格的影響，從數學模擬軟體去分析合適規格，開始著手設計電路以利後段章節的分析。. 第三章：脈波寬度調變器之架構探討由於設計一脈波寬度調變器，在研讀相關文獻與近代論文，去尋求一合適的脈波寬度調變器應用於本次架構中。. 第四章：置中型混合型脈波寬度調變器之設計本章節介紹置中型脈波寬度調變器與完整設計及演算方式，以及其模擬結果，其中探討兩種參考頻率之比較，分別為 92.16 MHz 與 122.88 MHz 兩種，且輸入為六位元數位碼。. 第五章：置中混合型脈波寬度調變器之量測本章將介紹如何量測所設計的兩組不同輸入頻率的置中型脈波寬度調變器，以及介紹量測板的設計與相關量測環境。. 第六章：結論與未來展望討論本論文所實現之置中混合型脈波寬度調變器所衍生出來的問題，以. -9-.

(29) 及改進跟未來發展目標。. -10-.

(30) 第二章. 適合極座標發射器之封包調變器. 本章節開始我們先介紹極座標發射機的設計基礎，再延續封包調變的內容以及使用脈波寬度調變器對於整體而言的影響，藉由 MATLAB 數學模擬軟體，從整體架構尋求一應用於封包調變上脈波寬度調變器的規格。. 2.1 極座標發射器數位通訊系統中，由於功率放大器的消耗太多能量，為了提高功率放大器的效率，極座標發射器是常採用的架構之一，常見的極座標發射器採取 EER 的方式，如圖 2-1 極座標發射器前端的數位處理訊號處理單元，利用 FFT 的方式對輸入正交訊號(In-Phase,I/ Quadrature,Q)，轉為極座標訊號(封包 /相位, Envelope/Phase) ，相位訊號則由相位調頻器傳送給射頻端，再利用 D/E/F 類切換式放大器的放大器提升效能，封包訊號為基頻訊號，可以藉由封包調變器去控制切換式放大器開關，藉此取代原本功率放大器經常性的啟動，而原本功率放大器轉換率只有 75%，在改善之後能將轉換效率提高，相關切換式放大器的應用提高效能的方法，亦是許多專家學者研究的議題。. I(t). E(t) Envelope Modulator. DSP I’(t) Q(t). Phase Q’(t) Modulator 圖 2-1. 極座標發射器. 如圖 1-1 傳統的發射機所需的基頻訊號為. -11-. PA.

(31) I (t )  A(t ) cos ct. (2-1). Q(t )  A(t )sin ct. (2-2). RFout (t )  I (t )  jQ(t ), j  1. (2-3). 圖 2-1 極座標發射機係將正交訊號分為封包訊號 E (t )  I (t )2  Q(t ) 2. (2-4). 由於使用 EER 架構，將 RF 的訊號從封包相位中抽離，使得封包消除後之相位訊號表示式 I '(t ) . I (t ) E (t ). (2-5). Q '(t ) . Q(t ) E (t ). (2-6). 相位訊號表示式 phase(t )  I '(t )  jQ '(t ). (2-7). 封包訊號在封包調器上經由時域響應 H(t)，其表示式為 E '(t )  E (t )  H (t ). (2-8). 經由極座標發射機所發送的射頻訊號表示式 RFout (t )  E '(t )   I '(t )  jQ '(t )  BPF (t ). (2-9). 在上式中 BPF(t)表示在發射機後端增加一帶通濾波器其時域響應，方可在發射前有效將雜訊濾除，封包調變其意義是將原訊號壓縮其解析度，使得頻帶內仍然有中等以上的解析度，提高發射機的效率。. 2.2 極座標封包調變器之需求由於三角積分調變器在多位元量化器下，其輸出的切換式放大器將會數量龐大，而在規格制訂上三角積分調變器為了提高整體 SNR 值，除了量. -12-.

(32) 化器位元數增加外，在階數選擇上亦可增加 SNR 值，但在越高嚴峻規格下，如 LTE 通訊規範，增加階數使得雜訊項從主頻移至高頻處推離更遠且雜訊速度爬升緩慢，雖越接近主頻雜訊會被抑制，但靠近頻帶內因為質量孚恆則雜訊項提高，仍需注意是否符合通訊規範，藉由改善架構迴授係數將可設計出靠近頻帶中僅管雜訊高一些但頻帶附近雜訊項能降低[11]，但卻會導致架構設計過於複雜。使用脈波寬度調變器利用表面聲波濾波器(Surface Acoustic Wave, SAW)濾波器[12]實現，單一位元的輸出也能降低切換式放大器的需求量，藉由脈波寬度調變器，其輸出零或高準位的表示，能夠有效增加抗雜訊能力，這也是選用脈波寬度調變器的原因之一。而用於 LTE 規範的極座標發射器必頇符合計算鄰近通道功率洩漏比 (Adjacent Channel Leakage Power Ratio, ACLR)的要求，如表 2-1 與圖 2-2 則是規範. 表 2-1. LTE(20M)系統對於 ACLR 的要求. LTE(20M) Signal Bandwidth. 18MHz. Measurement. ACLR1. ACLR2. ACLR3. Standard. <-33 dB. <-36 dB. <-30 Db. Adjacent channel centre offset. ±13 MHz. ±18 MHz. ±20 MHz. Noise bandwidth. 3.84MHz. 18MHz. 而 ACLR 的是用來衡量發射機性能，其定義為主要通道的發射功率與其測的相鄰 RF 通道功率之比，如式 2-10 所示。. -13-.

(33)  RMS ( Noise)  ACLR  20log    RMS ( Signal ) . (2-10). 鄰近通道的洩漏功率比決定多少發射功率可以洩漏至第一或第二相鄰的載波，ACLR 值越大對於極座標發射器要求越高，若以封包調變器來表示，則是要線性度較佳解析度要高，否則鄰近通道訊號功率過大則對於通訊品質會有很大影響，由於在調變載波中會有鄰近頻譜的成分，但這些成分的互調導致距離中心兩側產生頻譜，發射機的一些失真非線性效應將會導入鄰近通道中。. Magnitude(dB). Channel bandwidth=18MHz Utra channel bandwidth=3.84MHz E-utra channel bandwidth=18MHz. ACLR2 ACLR1. LTE. ACLR1 ACLR2. E-UTRA ACLR -29. E-UTRA ACLR -11 -9. -14.42-10.58 -19.42 -15.58. 圖 2-2. 0. 9 11. 29. 10.58 14.42 15.58 19.42 Frequency(MHz). LTE(20M)系統 ACLR 之示意圖. 2.3 封包調變器使用脈波寬度調變在上述論述中，必頇設計一符合 LTE 的 ACLR 規範之封包調變器，對於最大 20MHz 高頻寬將設計一高線性高解析度的封包調變器，在本次設計中選擇以脈波寬度調變器進行設計。在脈波寬度調變器的輸出有兩類分別為置中型(Center-aligned)以及靠邊型(Edge-aligned)兩種如圖 2-3，其兩者對於極座標發射器的影響效果不同，. -14-.

(34) 以下將利用 MATLAB 去模擬兩者輸出對於整體極座標發射器系統的影響，並去尋求一適合的規格。. CLK Min_PWM Max_PWM Edge-aligned. 圖 2-3. Center-aligned. 置中型與非置中型輸出結果. 在模擬時使用 MATLAB 撰寫主要極座標發射機架構由國立臺灣大學陳昭宏教授所提出，而本論文針對查表法部分以及細微項目進行修改其架構圖，如圖 2-4，針對整體極座標發射機，可大致區分為封包調變以及相位調變兩部分，在相位調變部分非本論文主要單元不加以探討，對於封包調變部分將著墨論述。首先 MATLAB 會隨機產生相位以及封包的資料，在封包部分會因為位元數的關係，EE(LTE)將會提供指定的位元數隨機數位碼，去搜尋以假訂好的查表法值，查表法中的值正是數位脈波寬度調變器的數值碼，將不同的 0 以及 1 的排列代表不同輸出，並看位元數多寡定義出 0 以及 1 的字元長度；由於使用多相位的脈波寬度調變器，因此會有多組的數位碼去產生不同的 0 以及 1 排列。封包調變器輸出的數位碼會與相位調變的複數做傅立葉轉換，並轉換出頻譜去檢查是否通過 LTE 的通訊規範。. -15-.

(35) Data. EE(LTE). Look-Up table Phase1 PWM_Out. Phase2 PWM_Out. Mean. PP(Phase). Ideal Mask. 圖 2-4. 極座標發射器模擬架構圖. 2.3.1 使用置中型脈波寬度調變器傳統的封包調變器如圖 2-3 有兩種輸出結果，分別是置中型以及靠邊型，在上述我們提到利用查表法去呈現封包調變的輸出結果，在六位元脈波寬度調變器參考頻率為 92.16 MHz 為例，如圖 2-4 所示，模擬通訊系統中共會輸入 66240 筆資料，提供給脈波寬度調變器的查表法去搜尋字串，而脈波寬度調變器輸出為方波波形，因此 1 代表高準位 0 代表低準位，對一連串的字串會與相位資料做摺積，並繪出頻譜。如圖 2-5 傳統的靠邊型脈波寬度變器在 n 位元會產生 2n 筆字串長度，以六位元為例共 64 組不同字組且字串長度為 64，將這些字串的 1 及 0 排列及可以看出為一組靠邊型脈波寬度調變器，而這些字串會和相位作摺積，因此輸入 66240 筆資料每筆資料字串是 64，所以整個系統模擬必頇要有 64×66240 筆相位作摺積方可繪出頻譜；為了設計全置中型脈波寬度調器，在相同位元數下，其解析度比靠邊型會增加一位元[13]，因此同樣六位元則. -16-.

(36) 靠邊型字串長度將會是 128，在相位部分則是同樣增加一倍，所以共 128×66240 筆的相位資料去繪置系統頻譜，整體而言相同解析度則置中型脈波寬度調變器將提高一個位元。 6 位元的 DPWM 為例，若輸入的訊號是 000001b，並對輸出的脈波寬度進行量化動作，靠邊型其字組長度為 64 字元，整個週期下會對相位訊號取樣 64 次，輸出的脈波寬度訊號量化表示共有 1 個 1 及 63 個 0；然而置中型的 DPWM 為了達成全置中的型式，則字組長度共有 128 字元比起靠邊型多上兩倍，因此一整個週期下會對 128 相位資料做取樣，而在量化中共會量化出從中心延展開來，也尌是字組 63 與 64 的位子，2 個 1 及 126 個 0，藉由增加取樣點數，將減少 Quantization noise 的產生[14]，因此在相同位元下選擇置中型可以提高發射機封包調變性能。. Edge-Aligend PWM Out. PWM_out. (0)000000…...000000…...000000 (1)100000…...000000…...000000 (2)110000…...000000…...000000 (3)111000…...000000…...000000. 64. ……. 64 RF Phase. t. fresolution 92.16 MHz. (59)111111…...111111…...100000 (60)111111…...111111…...110000 (61)111111…...111111…...111000 (62)111111…...111111…...111100 (63)111111…...111111…...111110 Length=64. 92.16 MHz. Center-Aligend PWM Out. PWM_out. (0)000000…...000000…...000000 (1)000000…...001100…...000000 (2)000000…...011110…...000000 (3)000000…...111111…...000000. 128. ……. 128 RF Phase. t. fresolution 92.16 MHz. 圖 2-5. (59)000001…...111111…...100000 (60)000011…...111111…...110000 (61)000111…...111111…...111000 (62)001111…...111111…...111100 (63)011111…...111111…...111110 Length=128. 92.16 MHz. 置中型與靠邊型封包調變運算. -17-.

(37) 如果以諧波失真觀點來看，由於靠邊型的脈波寬度輸出都會在同一起始位子，因此在取樣的時候會增加諧波失真項，而置中型的則因為從參考頻中心往左右兩側去增長，起始位子會每一組都不同，因此將諧波失真隨機打散，使得在調變上，雜訊項能隨機分布在頻譜上，而非集中於特定的諧波項，有效降底對於整個頻譜的 Noise floor。脈波寬度調變器在通訊調變上，係由其輸出切換 PA 控制輸入的相位訊號，但因為元件非線性衍伸出 Phase distortion，使得 IQ 帄面座標上的 Phase 產生 Phase error，若封包調變器設計不良，將會讓雜訊導入發射器中，降低發射器性能；藉由傅立葉分析，可以得知置中型的 PWM 比起靠邊型 PWM 有效降低 Phase error[12]在 IQ 相位上的響應，除此之外傅立葉分析計算出置中型脈波寬度調變器本身能有效降低 Phase distortion[15]，由圖 2-6 可以. Magnitude(dB). 發現相同位元之脈波寬度調變器能有更低的 Noise floor。. Frequency(Hz). 圖 2-6. 置中型與靠邊型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較 (Span. 600 MHz). 2.4 置中型脈波寬度調變器規格數探討位元數將會影響整體字組長度，因此位元數越高，整體的解析度會跟著. -18-.

(38) 提高，然而高位元的脈波寬度調變器其設計將會不易，藉由系統模擬去尋求一適合的位元數，本系統模擬採用單相位的架構去尋求適合的位元數且取樣頻率為 92.16 MHz，從圖 2-7 以及表 2-2 可以看見，當位元數增加時其主頻中的 Noise floor 會持續降低，整體的 ACLR 將會比規格還要來得低，雖然低位元的脈波寬度調變器有合乎 LTE 對於 ACLR 的要求，但從頻譜上觀看，其依然超過所規定的 Mask，在觀察頻譜及其對於整體系統模擬的數值，本論文將使用 6 位元的置中型脈波寬度調變器將作為設計規格。. 0 -5. -4bit -5bit -6bit -7bit. Magnitude(dB). -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 -45 -2. -1.5. -0.5. -1. 0. 0.5. 1. Frequency(Hz) 圖 2-7. 1.5. 2. X107. 多位元置中型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較(Span. 40 MHz). 表 2-2. LTE(20M)系統改變脈波寬度調變器其位元數對於 ACLR 的要求 ACLR3. ACLR2. ACLR1. ACLR1. ACLR2. ACLR3. Spec.(dB). -30. -36. -33. -33. -36. -30. 4-bit. -34.82. -35.26. -32.03. -31.43. -35.39. -34.62. 5-bit. -37.49. -38.56. -33.38. -33.70. -38.48. -37.61. 6-bit. -38.82. -40.40. -34.12. -34.25. -40.38. -38.85. 7-bit. -39.38. -41.24. -34.28. -34.50. -41.31. -39.47. -19-.

(39) 2.5 多相位脈波寬度調變器探討回顧圖 1-5 多相位封包調變器之架構圖，圖中若採用脈波寬度調變器作為封包調變，可以見得使用封包消除的方式，封包訊號已經將相位訊號移除獨立開來，因此降低封包調變所需位元數，封包調變器經由數位編碼啟動開關，開關導通提供相位訊號給功率放大器，而封包振幅越大則導通的開關越多，最後相位信號經過組合器(Combiner)累加出整體信號，導通的開關越多累加的訊號則也越多，後端曾提到對於封包調變器以及相位在訊號組合時，會因為封包調變器原本位元數較少，呈現量過多的離散雜訊，在後面加一帶通濾波器方可濾除雜訊通過系統規範。多相位的封包調變器中採取兩相位的極座標發射器為例，其系統圖如圖 2-8，數位的訊號取代原本的封包振幅訊號，提供給置中型脈波寬度調變器，切換開關讓相位的複數資料能通過，經由組合器(Combiner)和後面的帶通濾波器將訊號發射出去；使用兩相位的形式，共會有兩組輸出的脈波寬度調變器，如時序圖 2-9，若操作頻率為 CLK，另一路參考頻率為反向 CLKb， LTE 看相位數多少則會有多少組的 LTE 訊號，Data 後面接數字代表 LTE 資料輸入順序；以單一相位為例，輸出的狀態以及輸入的資料分別都是追隨輸入參考頻率在變化。當改為兩組相位來說在 1/2 參考週期一組開關工作另一組開關休息交替使用，資料的輸入順序也是交叉輸入，若多相位的調變方式，相位數共 n 組相位，則在 1/n 會有一組工作其餘是關閉狀態並交替使用，資料的輸入也是同樣下一筆資料會在 1/n 週期送入，從時序圖等效來看，在兩相位同樣的輸入頻率下，能等效兩倍的輸入頻率，取樣的效果增加，使得整體極座標發射器之 ACLR 有效改善。. -20-.

(40) DPWM. LTE= Baseband L5L4L3L2L1L0 Envelope. RF Output PA. RF Phase a+jb. PA. Divider. 圖 2-8. BPF. Combiner. 使用兩相位脈波寬度調變. LTE. Data1. Data2. T. T. CLK. 1-Phase LTE1. Data1. Data3. Data2. LTE2. Data4. CLK CLKb T. T. 2-Phase. 圖 2-9. 一相位及兩相位脈波寬度調變時序比較圖. 如圖 2-10 所示各相位的模擬結果，在先前所說由於取樣及組合器所造成的量化雜訊，會坐落在取樣頻率上，可見得在 1-phase 上的頻譜圖因為取樣頻率為 92.16 MHz，在靠近此頻段範圍會產生第一次諧波失真項，而 2-phase 是擁有對 1-phase 產生倍頻取樣的效果，所以 2-phase 在 92.16 MHz 的兩倍頻會有第一次諧波項也尌是 184.32MHz，而 4-phase 也是同樣對 1-phase 有四倍取樣效果，在四倍頻上會出現第一次諧波失真，因此相位越高則諧波項會移頻越遠，整體而言無論 1-phase、2-phase、4-phase 皆有合乎整體通訊系統規範。圖 2-11 可以看見因為相位數的提升，代表取樣更為精細，整體的 noise floor 下降許多，ACLR 的各項比較則在表 2-3 有明顯的數值變化，但為了提高整體發射機性能，若在相位上提供更多組相位，會導致脈波寬度調變器的. -21-.

(41) 輸出組數變多，所控制的開關也變多，整體的功率放大器個數皆會成長，對於製作成本上實為不易，且因為支路旁大各組之間的匹配，將會是嚴峻的考驗，對整體架構的模擬上我們採取 2-phase 的方式作架構模擬。. Magnitude(dB). -1-phase -2-phase -4-phase. Frequency(Hz) 圖 2-10. 多相位 6 位元置中型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較. Magnitude(dB). -1-phase -2-phase -4-phase. Frequency(Hz) 圖 2-11 多相位 6 位元置中型脈波寬度調變器於極座標發射器頻譜之比較(Span. 60 MHz). -22-.

(42) 表 2-3. LTE(20M)系統改變整體系統相位數對於 ACLR 的要求 ACLR3. ACLR2. ACLR1. ACLR1. ACLR2. ACLR3. Spec.(dB). -30. -36. -33. -33. -36. -30. 1-phase. -38.70. -39.85. -34.29. -34.46. -40.25. -38.97. 2-phase. -40.22. -41.33. -35.68. -35.79. -41.21. -40.21. 4-phase. -40.36. -41.53. -35.73. -36.09. -41.36. -40.42. 2.6 脈波寬度調變器系統探討上述的系統模擬中在各種數值比較下，將使用六位元置中型脈波寬度調變器，進行脈波寬度調變器的設計，此外也利用兩相位作整體的系統模擬；而脈波寬度調變器將使用數位的形式取代傳統類比振幅的形式，依據數位碼的大小去控制輸出方波的寬度，調整開關的開啟，使用數位脈波寬度器能降低類比元件的不穩定度[16]。. 2.6.1 非線性誤差此參數將決定脈波寬度調變器的精準度，針對每組數位碼的輸入去察看是否有脈波寬度有變大或變小之情形，常用的評量指標有差分線性誤差 (Differential Nonlinearity, DNL)以及積分非線性誤差(Integral Nonlinearity, INL)，以 Plsb 表示最大寬度 Pfull_scale 的理想位階量，如(2-11)式。. Plsb . Pfull _ scale 2n. (2-11). 其中，Pm 為實際量測位階量，可得到解析度為 n 位元之差分非線性誤差如(2-12)式；利用差分非線性誤差結果，便能計算出積分非線性誤差如(2-13) 式。. -23-.