开关电源的模块化设计与并联技术研究

辛叶，斜技大浮

硕士学位论文

开关电源的模块化设计与并联技术研究

学位ｌｆｌ诮人：同企ⅢＪ 学科专业：也２ Ｃ工程

指导教师：徐垒新教授 答辩【Ｊ捌：２００５１０ ７

∑

摘 要

在开关电源模块设计中应用单片机控制技术和软开关技术，具有开关损耗小、可 靠性高、易于并联扩展等优点，是直流开关电源系统实现功率扩展和系统冗余的基础。

本文通过分析直流变换器的基本电路结构和工作原理，给出了主电路结构、工作 原理、波形、主要关系式。带隔离变压器的变换器是将隔离变压器插入到基本变换器 的各个不同点上而形成的变换器电路，带有基本变换器的本质特征，同时可以使变换 器的输入电源与负载之间实现电器隔离。通过对几种带隔离变压器的变换器进行分析，

得出各变换器具有各自的特点和适用条件。电力电子功率变换谐振型技术以正弦形式 处理功率开关管，使开关管在零电流下换流或者在零电压下换向，可降低开关转换损 耗。通过对零转换开关变换器的基本原理分析，给出了一个周期内各个阶段的运行模 式。电源系统可由多个电源模块并联构成，对并联电源系统来说，重要的是要保证各 并联的模块的的均流，重点分析了常用的并联均流方法的工作原理和基本特点，对 Ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ公司所生产的ＰＩＣｌ６Ｆ系列单片机的ＲＩＳＣ指令结构和数据总线结构作了简 要分析介绍。

通过直流变换器的基本电路和并联均流方法的分析，采用ＰＩＣ系列单片机控制，

设计了一套小型开关电源模块及其并联运行系统样机。样机实验表明，通过变压器隔 离半桥式主回路谐振电路设计，可以较好地实现主回路开关的零流关断和零电压导通，

以ＰＩＣｌ６Ｆ系列单片机为控制核心，通过软件设计可以实现脉冲频率调制控制工作模 式，较好的解决了控制复杂的控制电路，通过检测并联系统输出电压并与各电源模块 进行通信，实现并联系统的均流和稳压控制。

关键词：开关电源软开关脉冲频率调制单片机并联均流

Ａｂｓｔｒａｃｔ

Ｔｈｅ ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆｔｈｅ ｓｉｎｇｌｅ ｃｈｉｐ ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｆｏｒ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｈａｖｅ ｇａｉｎｅｄ

ｍａｎｙ

ａｄｖａｎｔａｇｅｓ^{ｓｕｃｈａｓ} ｔｈｅ ｌｅｓｓ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｌｏｓｓ，ｈｉｇｈ ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ ｅｘｃｅｌｌｅｎｔ

ｅｘｐａｎｄａｂｉｌｉｔｙ．Ｔｈｅｓｅ

ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｌａｙ ｔｈｅ ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｅｘｔｅｎｓｉｏｎａｎｄ

_{ｓｙｓｔｅｍ}

ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ．

Ｂｙ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆｔｈｅ

ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ

ｃｉｒｃｕｉｔｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆｔｈｅ ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ｔｈｅ ｍａｉｎ

ｃｉｒｃｕｉｔ，ｗａｖｅｆｏｒｍ

ａｎｄｐｒｉｍａｒｙ ｒｅｌａｔｉｏｎａｌ

ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｓ

ｉｓ ｄｅｓｃｒｉｂｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ

ｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ．Ｔｈｅ

^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ} ｗｉｔｈ ｉｓｏｌａｔｉｏｎ

ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ

ｈａｖｅ ｔｈｅ ｅｓｓｅｎｔｉａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ ｔｈｅ ｎｏｒｍａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ．ａｎｄｉｔｃａｎｍａｋｅ ｔｈｅ ｌｉｎｅ ｏｆｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓｏｌａｔｅｄ

ｆｒｏｍ

ｔｈｅ ｌｏａｄ．Ｔｈｅ

ａｎａｌｙｓｉｓ ^{ｏｆ ｓｅｖｅｒａｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ}

^ｗｉｔｈ

ｉｓｏｌａｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ｉｎｄｉｃａｔｅｓ

ｔｈｅ

ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ａｎｄｔｈｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ ｏｆｔｈｏｓｅ^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ}

ｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．Ｔｈｅ

^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ} ｗｉｔｈ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｏｆ

ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｃａｎ ａｃｈｉｅｖｅｚｅｒｏｖｏｌｔａｇｅａｎｄ^ｚｅｒｏ

ｃｕｒｒｅｎｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ＺＶＺＣＳ），ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，Ｔｈｅ

^ｌｏｓｓ

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ｄｒａｍａｔｉｃａｌｌｙ．Ｂｙ

ａｎａｌｙｓｉｓ

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ｂａｓｉｃ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ

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ｍｏｄｅ

ｏｆ ｅａｃｈ ｓｔａｇｅ ｉｎ^ａｐｅｒｉｏｄ ｉｓ ｐｒｅｓｅｍｅｄ．Ａ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ

ｓｙｓｔｅｍ

ｃｏｎｓｉｓｔｓ ｏｆ ｓｅｖｅｒａｌ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅｓ ｉｎｐａｒａｌｌｅｌ，ａｎｄ ^{ｉｔ ｉｓ}ｉｍｐｏｒｔａｎｔ^ｔｏ

ｍａｋｅ

ｓｕｒｅ ｔｈｅ

ｃｕｒｒｅｎｅｔｉｓ ｓｈａｒｉｎｇ．Ｔｈｃ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆｏｐｅｒａｆｉｏｎ ａｎｄ ｅｓｓｅｎｔｉａｌ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆ ｔｈｅ ｕｓｕａｌｍｅａｎｓ_{ｏｆｐａｒａｌｌｅｌ} ｃｕｒｒｅｎｔｓｈａｒｉｎｇ^ａｒｅｅｘｐｏｕｎｄｅｄ

ｅｍｐｈａｔｉｃａｌｌｙ．Ｔｈｅ

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ｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄ ｄａｔａ ｂｕｓｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＰＩＣｌ６Ｆ，ａ ｓｉｎｇｌｅ ｃｈｉｐ ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ

ｏｆＭｉｃｒｏｃｈｉｐ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ，ａｒｅ

ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｂｒｉｅｆｌｙ．

Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆｔｈｅ ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｃｉｒｃｕｉｔａｎｄ ｍｅａｎｓｏｆｐａｒａｌｌｅｌ ^{ｃｕｒｒｅｎｔ}ｓｈａｒｉｎｇ ｉｎ ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ａ ｓｕｉｔ ｏｆｂｌｏｃｋｉｎｇ ＤＣ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｉｎ ｍｉｎｉａｔｕｒｅａｎｄ

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ｗｉｔｈ

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ｉｓ ｇａｉｎｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ ｓｏｆｔ ｗａｒｅ

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ｏｆｅａｃｈ ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｓｗｉｔｃｈ ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ Ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈ ｐｕｌｓｅ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｉｎｇｌｅ ｃｈｉｐ ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｐａｒａｌｌｅｌｃｕｒｒｅｎｔｓｈａｒｉｎｇ

Ⅱ

本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已

经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确

方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。

学位论文作者签名：ｆ荔＂

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日

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保密口，在

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学位论文作者签名：

年解密后适用本授权书。

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日期：≯卯ｊ年，。月９日

指导教师签名：

侈多新

日期：≯即ｆ年尸月甲日

１．１概述

１绪论

电力电子技术的诞生和发展使人类对电能的利用方式发生了革命性的转变，并且 极大地改变了人们利用电能的观念，用电总量中经过电力电子装置变换和调节的比例 已经成为衡量一个国家用电水平的重要指标，发达国家已经达到４０％以上［１^{３ ２０１０} 年将达到８０％Ｅ２］然而，电力电子装置的复杂性与其应用的广泛性之间的矛盾越来越 尖锐，采用模块化设计的开关电源系统在某些应用中已取代集中式电源供电系统。随 着微电子技术的发展和广泛应用以及新型半导体电力开关器件的不断涌现，开关电源 的小型化、智能化、模块化设计成为可能。在传统的开关电源系统中，一般由单个电 源组件为一个或多个电子设各提供电源，当电源发生故障或失效时，会影响整个设备 或系统的正常工作。采用多个电源模块并联供电，使供电系统具有一定的冗余度，当 供电系统中的一个或几个模块出现故障时，不会影响整个系统的正常工作，在系统工

作的同时，可以维修、更换出现故障的电源模块，使系统的可靠性大大提高。因此，

多个电源模块并联供电方式，可以增加电源的容量，提高供电的质量和供电系统的可 靠・眭。

１．２开关电源的发展

１９５５年美国的科学家罗那（ＧＨ．Ｒｏｙｅｒ）首先研制成功了利用磁芯的饱和来进行自

激振荡的晶体管直流变换器。此后，利用这一技术的各种形式的精益求精直流变换器 不断地被研制和涌现出来，从而取代了早期采用的寿命短、可靠性差、转换效率低的

旋转和机械振子示换流设备。由于晶体管直流变换器中的功率晶体管工作在开关状态，

所以由此而制成的稳压电源输出的组数多、极性可变、效率高、体积小、重量轻，因 而当时被广泛地应用于航天及军事电子设备。由于那时的微电子设备及技术十分落后，

不能制作出耐压高、开关速度较高、功率较大的晶体管，所以这个时期的直流变换器

只能采用低电压输入，并且转换的速度也不能太高。６０年代，由于微电子技术的快速

发展，高反压的晶体管出现了，ＤＣ／ＤＣ ＰＷＭ功率变换技术出现了很大的发展口］［４１，

直流变换器可以直接由市电经整流、滤波后输入，不再需要工频变压器降压了，从而

极大地扩大了它的应用范围，并在此基础上诞生了无工频降压变压器的开关电源。省 掉了工频变压器，又使开关稳压电源的体积和重量大为减小，开关稳压电源才真『Ｆ做 到了效率高、体积小、重量轻。

７０年代以后，与这种技术有关的高频，高反压的功率晶体管、高频电容、开关二 极管、开关变压器的铁芯等元件也不断地研制和生产出来，使无工频变压器开关稳压 电源得到了飞速的发展，并且被广泛地应用于电子计算机、通信、航天、彩色电视机 等领域，从而使无工频变压器开关稳压电源成为各种电源的佼佼者Ｃ５１。

从上世纪８０年代中期开始，各种电力电子集成技术，如ＰＩＣ技术和ＩＰＭ技术等 丌始发展，但集成度较低。９０年代中期开始，发达国家已经开展电力电子集成技术的 研究和应用，并已取得了一定的成果”１，并相继提出给予ＰＥＢＢ（Ｐｏｗｅｒ ^{Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ}

ＢｕｉｌｄｉｎｇＢｌｏｃｋ）与ＩＰＥＭ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＰｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｍｏｎｉｅｓ）概念的电力电子技术”１ 噶３［９３。ＩＧＢＴ等新型开关器件得到广泛应用，由于ＩＧＢＴ既具有ＭＯＳＦＥＴ管开关速度 快，又具有双极晶体管导通压降小、电流电压容量大的优点，因而得到广泛应用。但 ＩＧＢＴ关断时存在电流拖尾，导致关断损耗增加，影响频率提高‘１０７ ０为了克服该缺点，

越来越多的电路采用了软开关技术，软开关技术作为高频化的有效手段，受到各国研 究者的极大关注，电路分析和实用化的研究和开发取得一定的成果Ⅲ１ Ｅ１２３具有正弦

输入电流和单位功率因数的变换器的研究也取得了较大的发展‘１Ⅲ１４Ⅲ卯Ｃ１６３。

我国的晶体管直流变换器及开关稳压电源研制工作开始于６０年代初期，到６０年 代中期进入实用阶段，７０年代初期开始研制无工频降压变压器开关稳压电源。１９７４ 年研制成功了工作频率为１０ｋＨｚ、输出电压为５Ｖ的无工频降压变压器开关稳压电源。

近１０多年来，我国的许多研究所、工厂及高等院校已研制出多种型号的工作频率在

２０ｋＨｚ左右，输出功率在１０００Ｗ以下的无工频降压变压器开关稳压电源，并应用于电

子计算机、通信、电视等方面，取得了较好的效果。工作频率为１００ｋＨｚ－－２００ｋＨｚ的

高频开关稳压电源于８０年代初期就已开始试制，９０年代初期就已试制成功。目前正 在走向实用阶段和再进一步提高工作频率。许多年来，虽然我国在无工频降压开关稳 压电源方面作了巨大的努力，并取得了可喜的成果，但是，目前我国的开关稳压电源 技术与一些先进的国家相比仍有较大的差距。此外，这些年来，我国虽然把无工频变 压器开关稳压电源的工作频率从数十ｋＨｚ提高到了数百ｋＨｚ，把输出功率由数十瓦提 高到了数百瓦甚至数千瓦。

１．３单片机的发展与应用

自从１９４６年世界出现了第一台数字电子计算机，至今电子计算机技术的发展大致 经历了４代。以超乎寻常的速度在突飞猛进的现代电子计算机技术，不仅自身形成的 产业规模不断膨胀，而且带动了其它各行各业的发展。在电子世界的领域中，从２０

世纪中的无线电时代也进入到２１世纪以计算机技术为中心的智能化现代化电子系统 时代。现代电子系统的基本核心是嵌入式计算机应用系统（简称嵌入式系统，ｅｍｂｅｄｄｅｄ ｓｙｓｔｅｍ），而单片机就是最典型、最广泛、最普及的嵌入式计算机应用系统。

在２０世纪７０年代以后，大规模集成电路的出现，促进了常规的电子电路单元的 专用电子系统发展。在许多专用电子系统单元变成了集成化器件，如收音机、电子钟、

计算器、电视机、电子手表等。在这些领域的电子工程师，从电路、系统的精心设计 和调试转变为器件选择及外围器件适配工作。半导体集成电路的发展使经典电子系统

日趋完善，留在大规模集成电路以外的电子技术日益减少。

在２０世纪８０年代后，微型个人计算机ＰＣ机出现并迅速普及，以计算机为核心 的嵌入式应用在控制领域迅速推广。早期嵌入式系统是将通用计算机改装后嵌入到被 测控对象系统中的各种电子系统，嵌入式系统首先是一个计算机系统；其次它被嵌入 到对象系统中，在对象系统中实现被控对象要求的数据采集、分析处理、状态显示、

输出控制等功能。由于嵌入在对象系统中，嵌入式系统的计算机没有计算机的独立形 态和功能。单片机完全是按照嵌入式系统要求设计的，因此，单片机是最典型的嵌入 式系统。早期的单片机是按嵌入式应用技术系统要求设计的单芯片化集成电路器件，

也就是将电子计算机的全部特性器件系统集成到一片芯片上，故形象的将其俗称为单 片机。随后，单片机为满足嵌入式系统应用的要求不断增强其控制功能与外围接口功 能，尤其是控制功能，因此国际上又将单片机正名为微控制器【＂】（ＭＣＵ，ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ

ｕｎｉｔ）。

单片机是芯片级的计算机系统，它可以嵌入到任何对象系统中去，实现智能化控

制。小到微型机械，如手表、助听器。单片机革新了原有的电子电路系统，如微波炉 采用单片机控制后，可方便的进行时钟设置、程序记忆、功率控制；空调机采用单片 机后，不但遥控参数设置方便，还可以实现变频控制等。电子系统的智能化程度是无 止境的，常常不需硬件资源的增添就能实现各种功能翻新和增添，如果把单片机系统 的硬件结构比喻成电子系统的“身躯”，那么单片机的应用程序赋予该系统“灵魂”。

使的产品不断的智能化、人性化。

１．４开关电源并联均流技术概述

新型功率器件如ＩＧＢＴ等的兴起，使得开关电源的性能大大提高，但受功率器件 容量的限制，一般适用于中小容量场合。目前电源系统的发展趋势是采用新型功率器 件实现高性能电源模块化，通过并联进行扩容。电源并联运行是电源产品模块化，大 容量化的一个有效方法，是电源技术的发展方向之一，是实现组合大功率电源系统的 关键“”。目前由于半导体功率器件、磁性材料等原因，单个开关电源模块的最大输出 功率只有几千瓦，但实际应用中往往需用几百千瓦以上的开关电源为系统供电，需要 通过电源模块的并联运行实现。

目前使用较多的并联均流技术是主从控制法，而美国Ｕｎｉｔｒｏｄｅ公司以最大电流法 为基础开发出的ＵＣ３９０７系列芯片，由于其简单的结构，强大的功能，而获得了广泛 的应用。

由于单片机及ＤＳＰ技术的迅速发展，有人用它们来控制并联的电源模块均流，效 果很好，并且实现了智能化，是应用技术的发展方向。

１．５本文研究内容

利用单片机控制技术和软开关技术进行电源系统的模块化设计和并联均流运行控 制，可以实现开关电源的小型化、智能化、模块化设计，满足开关电源大功率、标准 化和提高系统的可靠性的要求。本文通过对开关电源的主回路结构和基本特征及并联 运行模式进行分析，设计出一种小型模块化开关电源及并联系统，主要内容如下：

介绍了基本的ＰＷＭ变换器的主回路结构和基本特征，包括电路结构、工作原理、

波形、主要关系式等。带隔离变压器的变换器是将隔离变压器插入到基本变换器的各 个不同点上而形成的变换器电路，带有基本变换器的本质特征，同时可以使变换器的 输入电源与负载之间实现电器隔离。介绍了零电流开关一脉宽调制变换器（ｚｃｓ—

ＰＷＭ变换器）和零电压开关一脉宽调制变换器（ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器）的基本原理和 等效拓扑电路，ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器可实现主开关的零电流关断，ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器 可实现主开关的零电压导通。通过对基本的开关电源变换器的分析，为开关电源的模 块化设计提供了依据。

分别介绍了几种常用的并联均流方法的工作原理和基本特点，分析了各并联均流 方法的优缺点及适用范围，并给出了并联运行系统的基本电路和控制方法。

介绍了Ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ公司所生产的ＰＩＣ系列ＰＩＣｌ６Ｆ８７７和ＰＩＣｌ６Ｆ８１８单片机的ＲＩＳＣ 指令结构和数据总线结构。

采用ＰＩＣ系列单片机控制，设计了一种小型开关电源模块及其并联系统样机，给 出了硬件电路及控制方法，并给出了单个电源模块样机的实验结果。

２

ＤＣ．ＤＣ变换器主回路的基本结构

采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空 比来调整输出电压，将一种直流电压变换为另一种直流电压，称为开关型ＤＣ—ＤＣ变 换器。

一个周期Ｔ。内，电子开关接通时间ｔ０。所占整个周期Ｔｓ的比例，称为接通占空比Ｄ，

ａ＝舞；断开时间ｔ旃所占Ｔ。比例，称为断开占空比Ｄ’，Ｄ’＝案。接通占空比越大，

负载上的电压越高；去＝￡称为开关频率，‘越高，负载上的电压也越高。ＤＣ．ＤＣ变

换器中的开关在某一频率下工作，保持开关频率恒定而改变接通时间的长短（即脉冲 的宽度），使负载变化时，负载上的电压变化不大的方法，称为脉冲宽度调制法（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）。脉冲宽度调制方式控制电子开关的开关变换器，称为ＰＷＭ开关

变换器。保持脉冲宽度恒定，通过改变开关工作频率来改变占空比而调整负载上的电 压的方法，称为脉冲频率调制法（ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ），脉冲频率调制方式控

制电子开关的开关变换器，称为ＰＦＭ开关变换器Ｈ９１

^{Ｃ２０］。}

开关器件在其端电压不为零时开通电路称为硬开通，开关器件在其承载负载电流 不为零时关断电路称为硬关断，硬开通、硬关断统称硬开关。ＰＷＭ开关变换器主要

以硬开关方式工作，通态时开关器件承载负载电流但其通态压降小故通态功耗不大，

断态时开关器件两端阻断的电压高但其漏电流小故断态功耗很小。但在硬开关过程中，

开关器件在较高电压下承载有较大电流，因此产生很大的开关损耗。电力电子变换器 开关频率的高频化能使其体积更小、重量更轻、输入输出波形更易于滤波，但硬开关 却使提高开关频率面临一系列难题：开关损耗随开关频率的提高成比例增加，不仅降 低了变换器的效率，而且严重的发热温升可能使开关器件的寿命急居《缩短，此外还会

产生严重的电磁干扰噪声，难以与其他敏感电子设备电磁兼容。

在电力电子变换电路中采取一些措施，如改变电路的结构和控制策略，使开关器

件被旌加控制信号、其等效电阻ｒＴ从一降为零的开关过程中其端电压为零，这种开通

称为零电压开通；使开关器件撤除其驱动信号、其等效电阻从零增大到。。的关断过程 之前其承载的电流已降为零，这种关断称为零电流关断。零电压开通、零电流关断是 最理想的软开关，其开关过程中无开关损耗。开关器件在开通过程中其端电压很小，

在关断过程中其电压也很小，这种开关过程的功耗也不大，称为软开关Ｅ２１^３。

为了满足电子开关上电压或电流为零的条件，可用谐振的方法。谐振按照电路理 论的原理，是指正弦电压加在理想的（无寄生电阻）电感和电容串联电路上。当正弦 频率为某一值时，容抗和感抗相等，电路的阻抗为零，电路电流达到无穷大，称为串 联谐振；如果正弦电压加在电感和电容并联电路上，当正弦电压为某一频率时，电路 的总导纳为零，电感、电容元件上电压为无穷大，称为并联谐振。在开关电源电路中 加的不是正弦电压，而是直流电压。直流电压加在串联的ＬＣ电路时，电路中电流按 正弦规律无阻尼震荡，其频率即电路的谐振频率。利用谐振现象，电子开关器件两端 电压按正弦规律震荡，当震荡到零时，使电子开关导通流过电流，称为零电压开通

（Ｚｅｒｏ—Ｖｏｌｔａｇｅ．Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ），简称ＺＶＳ。同理当流过电子开关器件的电流震荡到零时，

使电子开关断开，称为零电流关断，简称ＺＣＳ。零电压开关ＺＶＳ ＰＷＭ变换器和零电 流开关ＺＣＳ ＰＷＭ变换器统称零开关ＰＷＭ变换器ｏ“。

本章主要介绍基本的ＰＷＭ变换器、带隔离变压器的变换器及零开关ＰＷＭ变换 器的主回路结构和基本特征，包括电路结构、工作原理、波形、主要关系式等。

２．１基本的ＰＷＭ变换器

基本的ＰＷＭ变换器主要包括降压变换器（Ｂｕｃｋ变换器）、升压变换器（Ｂｏｏｓｔ变 换器）、降压一升压交换器（Ｂｕｃｋ－－Ｂｏｏｓｔ变换器）、升压一降压变换器（Ｃｕｋ变换器）

等。本节主要介绍最常见的两种基本形式∞ｍ”：Ｂｕｃｋ变换器和Ｂｏｏｓｔ变换器，同时 对带隔离变压器的ＤＣ／ＤＣ变换器也作了简要介绍。

２．１．１

Ｂｕｃｋ变换器

Ｂｕｃｋ变换器是一种输出电压平均值ｖｏ小于或等于输入电压ＶＩ的单开关管非隔离

型直流变换器，该变换器主要由全控型开关管Ｔ、电感元件Ｌ、电容器Ｃ和续流二极

管Ｄ构成，图２．１给出了它的电路拓扑图，图２．２给出了它的电压电流波形。

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图２．１ Ｂｕｃｋ变换器电路拓扑

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图２．２ Ｂｕｃｋ变换器电压电流波形

如图２．１所示，当开关管Ｔ导通时，输入电压ｕｉ。施加在电感上，电能储存在电感 Ｌ和电容Ｃ中，同时也反馈给负载。当开关管Ｔ截止时，储存在电感、电容中的能量 释放，继续向负载供电，二极管Ｄ构成电流回路。当开关管Ｔ导通时，电源电压ｕｉ。

等于电感电压ｕＬ与输出电压Ｕｏ之和，ｉＬ在ｔｏｎ时间内线性上升；当开关管Ｔ截止时，

电感电压ｕＬ等于负的输出电压Ｕｏ，ｉＬ在ｔｏｆｆ时间内线性下降。在一个周期Ｔ。内，电 感电流ｉＬ呈锯齿状，当锯齿的谷点刚好与横轴时间座标相交时，为电流连续与不连续 的临界点。电感电流的平均值就是输出电流的平均值。为便于计算，将一个周期的开 始时刻定为０点。设［Ｏ，ｔ１］期间开关管Ｔ导通，导通时间为ｔ０。；［ｔｌ，ｔ２］期间开关

管Ｔ截止，截止时间为ｔｍ，则开关管Ｔ的开关周期为Ｔ＝ｔｏｎ＋ｔ０舯开关频率为ｆｓ＝去，

占空比ａ＝舞。改变驱动信号的占空比即改变开关管的导通时间，即可电路的输出电

压。

（Ｉ）在开关管Ｔ导通Ｅ０，ｔ１］期间，电感Ｌ两端所加电压为ｕ。。一Ｕｏ，电感电流线 性上升，电感储存能量。电感中的电流：

ｄｉＬｌ

Ｌ—苫Ｆ＝ｕ洒－－Ｕｏ

ｉｌｌ＝Ｉ盟学ｄｔ

当ｔ－－－－０时，ｉＬｌ＝ＩＬｍｉｎ，由此可得在开关管Ｔ导通期间，电感Ｌ中的电流表达式为：

ｉＬｌ＝盟产ｔ＋ｌＬｍｉ。（２－．１）

当ｔ＝ｔｏｎ时，电感电流达到最大值ＩＬ。。，即

ＩＬ。。＝选手盟ｔｏ。＋ＩＬｍＩ。 ^{（２。２）}

（２）在开关管Ｔ截止［ｔｌ，ｔ２］期间，电感释放能量，此时电感的感应电势刚好转向，

其值等于输出电容两端电压Ｕｏ，此时电感电流：

ｄ让２

Ｌ１ｒ＝－－Ｕｏ

ｉＬ２＝Ｊ乎ｄｔ

当ｔ＝ｔ０。时，ｉＬ２＝ＩＬｍ。，得到

一ｆ，０

ｉＬ２＝—ｊ■（ｔ—ｔｏ。）＋ＩＬ。“ ^{（２．３）}

当ｔ＝Ｔｓ时，上式可得：

ｉｕ（Ｔ。）＝二挚（Ｔ。一ｔｏｎ）＋ＩＬ。 ^{（２—４）}

即 ｉＬ２（Ｔ。）＝半ｔｏ一堂亍也ｔ０。＋ＩＬｍ。。 ^{（２．５）}

分析（２－３）式，可见Ｂｕｃｋ变换器有三种工作状态。

①工作状态～：当ｔ＝Ｔｓ时，若ｉＬ２＝Ｏ，则有：

ｈ２丽ＩＬｍ“

工

即当开关管Ｔ截止末了（ｔ２时刻）时，电感电流刚好降到零，而开关管再导通时 电感电流又从零开始上升，因此在一个工作周期内，开关管Ｔ导通期间电感储存的能 量，在开关管截止期间刚好释放完，电路工作在临界连续工作状态。

②工作状态二：当ｔ＝Ｔｓ时，若ｉＬ２＜０，则：

ｑ

ｋ＞芈≯ｔ。

即当开关管Ｔ截止末了（ｔ２时刻）之前，电感电流已经等于零，电感上出现了电 流断续工作状态。在电感断续期间，完全由电容Ｃ放电来维持向负载供电，此时电压 的波纹较大。作为开关稳压电源，这种工作状态是不期望的。

③工作状态－－：当ｔ＝Ｔ；时，若ｉＬａ＞０，则：

ｔｏｆｆ『＜盖ＩＬｍ。

即在ｔ２时刻电感电流没有降到零，在这种情况下，电感在开关管导通期间储存能 量，在开关管截止期间向负载释放能量，这样连续不断地储能和释放能量，没有间断，

输出电压比较稳定，波纹较小。电源一般工作在这种电感电流连续的工作状态。在稳 态条件下，电感在一个工作周期中的储能和释放的能量相等，将式（２—２）代入式（２—４）

可得：

ｉｕ（Ｔ。）：二笋ｔｏｙ＋竺与产ｔｏｎ＋ＩＬｍｉ。：ＩＬｍｉ。

解出：

鱼一丝 _{ｔｏｆｆ—Ｕｉｎ一踟}

ｔｏｎ

Ｕｏ＝－ｆｆ ｕｉｎ＝ⅡＵｉ。 （２－６）

式（２—６）为Ｂｕｃｋ变换器的输出电压与输入电压之间的关系式。由此可见，Ｂｕｃｋ 变换器的输出电压与输入电压的比值等于占空比，由于占空比小于ｌ，因此输出电压 Ｕｏ总是小于输入电压Ｕ．ｎ，因此Ｂｕｃｋ变换器又称降压型开关电源。

（３）电感电流ｉＬ平均值

在电感电流连续的稳态情况下，电感电流的平均值ＩＬ等于负载的输出电流Ｉｏ，即：

ＩＬ＝Ｉ。＝去肛０

^ｉＬ

ｄｔ＋去ｓ古￡ｋ

^ｄｔ

一去ｊ？［ｉⅡ“手蹲ｔ＋五ｍ，ｎ］ｄｔ＋去￡［＝笋（ｔ—ｔ。ｎ）ｔ＋血ｍａ。］ｄｔ

＝等［２ａ！ｉ竽ｔｏｒＩ＋ＩＬｍｉ。］＋鲁［－－～Ｕｏ

^{ｔｏｆ｜＋ＩＬｍ。］ （２．７）}

由（２－２）和（２－４）可得：

』地ｌ｝＆ｔｏ。＋ＩＬｎｌｉ。＝ｌ［（三丛垒云迪ｔ。。＋ＩＬ血ｉ。）＋ＩＬｍ。。］

２专【ＩＬｍ。＋ＩＬ。。】

２警ｔｏｆｆ＋ＩＬ。。ｘ－吉［（＝产ｔｏｆＦ＋ＩＬｍ曲＋ＩＬｍ。】

２专【ＩＬｍｉｎｑ－ＩＬｍａｘ】

代入（２－７）式可得：

ＩＬ＝ＩＯ＝Ｚ西（ＩＬ。。＋ＩＬｍａｘ）＋ｉ西（ＩＬ。ｉ。＋ＩＬｍａｘ）

；（亲＋篆）（ＩＬ。＋ＩＬｍ。）

＝了１（ＩＬｒｎ。＋ＩＬｍａｘ） （２＿８）

同时由（２．７）式还可得到电感电流的平均值为：

ＩＬ＝ＩＯ＝学ｔｏ．＋ＩＬ。。

＝昔ｈ＋ＩＬｍ。

＝西ｔｏｆｆ＋ＩＬｍｉｎ

Ｕｏ

^{（２—９）}

若ｉＬｍｉ。≤Ｏ，则会发生电流不连续，因此处于临界状态时的电感电流平均值为：

Ｉ＿皿铲ｋ器ｔｏｆｒ ^{（２—１０）}

（４）最小临界电感值

由式（２－９）和式（２．１０）可知，若要使电感电流连续，开关管的电流峰值即电感 电流峰峰值最大为：

ＩｐＫ＝１４８吾煦ｔｏｌＩ＝譬ｔｏ疗．２Ｉｏ

^{（２．１１）}

电感电流峰峰值的一半小于或等于负载电流时，电感电流是连续的，即该变换器 电流连续的条件为：

｛（学ｔｏｎ）≤Ｉｏ

或

｛（譬㈨≤１。

由此可得能使电流连续的最小临界电感值为：

ｋ≥避≯ｔｏ。：。等ｔ０仟：地胖Ｔ。

＝蒜（卜面Ｕｏ） ^{（２—１２）}

（５）输ｉｔｌ电压纹波

由于滤波电容Ｃ两端的电压值实际上等于开关稳压电源的输出电压Ｕｏ，因此电 容两端电压的变化量实际上也是所要计算的输出电压纹波值△Ｕｏ，由图２．２所示ｕ。波

形可见，在开关管Ｔ导通的争到ｔｏ。的时间内，电容开始充电充电至与Ｕｏ相等时，Ｔ

截止，电容Ｃ在这段时间内的电压变化量为△Ｕｏｌ；从ｔ０。时刻开关管Ｔ开始截止至詈

这段时间内，电容Ｃ由电感Ｌ继续不断充电，电容电压继续上升，最后达到最大值。

设这段时间内电容Ｃ两端电压变化量为，则有：

ＡＵｏ＝△Ｕ０１＋ＡＵ０２

由图２．２中ｉ。和ｌｌｃ波形可见，当开关管Ｔ开始导通时，电容Ｃ放电电流就开始减

小，经过警之后，电容Ｃ的放电电流过零，此时电容电压具有最小值。然后电容开

始充电，其两端电压ＵＣ开始上升，当充电持续到时，开关管Ｔ开始截止，这段时间内

电容两端电压的变化值取决于电容器的充电电流ｉ。和充电时间半～ｔｏ。，因此：

ＡＵ。１一ｍｉｉ￡ｉｃｄｔ

因为

ｉ。＝ｉＬｌ－－Ｉｏ

ｉｌｌ＝盟学ｔ＋ＩＬｍ．。

Ｉｏ瞥ｔ０Ｉｌ＋‰

＝等ｈ＋ｈｉ。

所以

ｉ。＝盟学ｔ一垮产ｔ０。

△Ｕｏ，：吉￡（警ｔ—Ｌｒｍ：－－。Ｕ。ｔ㈡ｄｔ

即ＡＵｏｌ＝警ｔｏｎ２：１Ｕｉｎ万－－Ｕｏ（警）２ ^{（２．１３）}

开关管Ｔ截止后，电感Ｌ上储存的能量开始释放，一部分供给负载，一部分继续

给电容充电，直至Ｔｔｏｌｌ时刻电容电压充至最大值，在开关管Ｔ截止的前一半时间内，电

容上的电压增量为：

△Ｕ０２：吉ｒ％ｉｃｄｔ

在开关管Ｔ截止期间，因为：

ｉＬ２：二笋（ｔ—ｔ。。）＋ＩＬｍ。

：坐（ｔ－）－Ｉ－竺学ｔｏｎＬ

^ｔｏ．

^{＋一ＩＬｍｉｎ}

２ _Ｊ

￡ 十

ｉｃ＝ｉｔａ－－Ｉｏ

＝二产（ｔ—ｔｏｎ）＋ＩＬ。。一（二警ｔｏｆｆ＋ＩＬ。。）

＝二笋（ｔ－－ｔｏｎ）＋器ｔ０廿

＝二笋ｔ＋ＴＵｏ（ｔｏｎ＋１ ｔｏｅ）－ｆｆｔｏｅ）

２丁ｔ十Ｔ

^{Ｌｔｏｎ十}

所以

△ｕ泸吉Ｃ仙％ ［半ｔ＋警（ｔｏ。＋‰）］ｄｔ

即 ＡＵ０２＝耐Ｕｏ ^{ｒｏｄ （２．１４）}

最后得到滤波电容Ｃ两端电压的波纹值为：

△Ｕｏ＝ＡＵｏｌ＋ＡＵ０２

＝也＝丝・２

^{ｔｏｎ ７－８／．Ｃ}

Ｌ盟ｔ８ＬＣ

^ｏｆｆ２

——

由式（２．６）有Ｕｉ。一Ｕｏ＝ｕｏ丽ｔｏｎ，代入上式可得：

ＡＵｏ＝簪・焉产＝嚣（卜等） 面。—矿２盖蒂Ｌｌ一嵩， ^{（２－１５） （２一）}

由此可见，要降低开关电源输出电压的纹波值，除与输出电压Ｕｉｎ和输出电压Ｕｏ 的大小有关外，提高开关频率可起到显著降低输出电压的纹波值，增大储能电感Ｌ和 滤波电容Ｃ也可起到一定的作用。

（６）滤波电容

根据所需的交流电压输出分量Ａｕｏ和其他给定的设计参数，Ｎ蝴ＮＮｏａＮ￥

小于临界滤波电感值的要求，滤波电容ｃ的容量可由下式求出：

ｃ＝８∥ｕｏ△洳（１一酱）（２－１６）

Ｃ２ ８盯ｚ△洳

面７

２．１．２ Ｂｏｏｓｔ变换器

Ｂｏｏｓｔ变换器是一种输出直流电压平均值Ｖｏ高于输入电压ｖｌ的单管非隔离直流变 换器，该变换器主要由开关管Ｔ、电感Ｌ和电容ｃ组成。图２．３给出了它的电路拓扑 图，图２．４给出了它的电压电流波形。

图２＿３ Ｂｏｏｓｔ变换器主回路拓扑

由图２．３可知，当开关管Ｔ导通时，ｕＬ＝Ｕｉ。，电感Ｌ中的电流呈线性上升，电感 储存能量，二极管Ｄ因承受反压而截止，其反压为Ｕｏ。在开关管Ｔ导通期间（ｔｏ。）

内，电容ｃ放电提供负载电流Ｉｏ。当开关管Ｔ断开时，电感Ｌ由于自感电势ｕＬ极性

颠倒，于是电感Ｌ上的电压与输入电压ｕｉ。叠加后，使二极管Ｄ导通向负载供电，同 时给电容ｃ充电，因此在负载上得到一个比输入电压ｕｉ。高的输出电压Ｕｏ。控制开关 管Ｔ的导通时间或开关频率，即可调节输出电压。

（１）在ｔｏｎ期间，开关管Ｔ导通，电源电压ｕｉＩｌ加在电感Ｌ上，此时的电感电流 就是开关管Ｔ的电流：

ｄｉｌｌ ｄｉｓ

Ｌ百－－－－Ｕｉ。＝Ｌ百

． ｒ

ｉｌｌ＝｛Ｉ

^{Ｕｉｎｄｔ}

当ｔ＝０时，ｉＬｌ＝Ｉｕｍ，由此可得开关管Ｔ闭合时的电感电流为：

ｉＬｌ＿半ｔ＋ｈ。ｉ。

^{（２．１７）}

当ｔ＝ｔｏ。时，即开关管Ｔ导通完毕时，电感电流上升到最大值：

ＩＬｍＨ＝丁ｔｏｎ＋ＩＬｍｉｎ

Ｕｉｎ ^{（２—１８）}

１４

、

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一ｉ～｛ ^{／一一～～～～}

图２．４ Ｂｏｏｓｔ变换器电压电流波形

（２）在ｔｏｆｆ期间，开关管Ｔ截止，这时电源电压Ｕｉｌｌ和电感Ｌ上的电压之和等于 输出电压Ｕｏ，二极管Ｄ导通，由于Ｕｏ＞Ｕｉ。，因此开关管Ｔ截止时的电感电流是下降 的，因此有：

Ｕｉｎ＝ｕＬ＋Ｕｏ ｄｉ２

＝Ｌ可ｒ

ｉ也＝士Ｉ（Ｕｉ．－Ｕｏ）ｄｔ

当ｔ＝ｔｏｎ时，ｉＬ２（ｔｏ。）＝ｉＬｌ（ｔｏ。）＝ＩＬｍａｘ，由此可得开关管Ｔ截止的ｈ时间内，

电感电流为：

ｉＬ２＝—Ｅｆｍｌ－－＿Ｕ—ｏ（ｔ－－ｔｏｎ）＋ＩＬｍ“

_{２—１■一} ｎＪ十ｌＬｍ“

（２．１９）

^（－１）

由式（２—１９）也可得到Ｂｏｏｓｔ变换器的三种工作状态。

①当ｔ＝Ｔｓ时，电感电流刚好等于零，即：

ｉ＝地≯ｔｏｎ＇＋ＩＬｍａｘ＝０１Ｌ２

^{一 ￡ ｔｏｆｆ ｌ，Ｌｍａｘ－－．Ｊ}

说明开关管Ｔ导通期ｔ０。内电感储存的能量，在开关管Ｔ截止期ｔｏｆｆ内刚好释放完，

这种临界工况下电感的最小电流ＩＬｍ‘ｎ＝Ｏ。

②在ｔ＝Ｔｓ之前，若电感电流已经降到零，这时电感电流出现断续，因此电容ｃ 上电压纹波较大，作为开关稳压电源，这种工作状态是不期望的。

③在ｔ＝Ｔｓ时，电感电流ＩＬ２＞０，即电感电流在开关管Ｔ截止期问内降到最小值 ＩＬｍ。。且大于零。在一个开关周期内，在ｔｏ。中电感的储能等于在ｔｏｆｆ中电感释放的能量，

这样连续不断地供给负载电流，即：ＩＬｍｉｎ＞Ｏ，输出电压波纹小，电源工作稳定。因此，

在电感电流连续和临界连续的条件下，由式（２—１—１８）可得：

ｉＬ２（Ｔｓ）＝竿（Ｔｓ－－ｔｏ。）＋ＩＬ。。

＝土４堕芝业ｔｏｆＦ十号｝ｔｏ。＋ＩＬｍｉ。＝ＩＬｍｉ。

即 半ｔ０仃＋半ｔ０。＝ｏ

—ｔｏ—ｎ＝—Ｕｉｎ－－—Ｕｏ

ｔｏｆｆ Ｕｉｎ

占空比

Ｑ：塑＝紫

^{（２—２０）Ｔｓ ２０）}

占空比

Ｑ＝一＝…葫产

^（２一

输出电压

Ｕｏ＝ＦＵｉｉｎ

^{（２．２１）}

由式（２．２０）和（２－２１）可知输出电压Ｕｏ总是大于输入电压ｕｉ。，所以，Ｂｏｏｓｔ 变换器也称升压变换器。

（３）负载平均电流

电感电流的平均值是电源电流的平均值，它不等于负载电流的平均值。因为只有 在开关截止时电感才向负载传输电流，因此二极管上的电流ｉＤ在一个周期内的平均值 就是负载的平均电流：

Ｉｏ＝击ｎｄｔ

＝击ｒ［塑宁生（ｔ－－ｔｏ。）＋ＩＬ一］ｄ（ｔ—ｔｏ。）

＝堂Ｅ∽ｎ２－－ＬＵｏＴｓ

^Ｌ －ｔｏｆｆ－］。－’ＩＬｍａｘ］

２ ２Ｌ。 ｊ

利用式（２．２１）代入整理得；

Ｉｏ＝丽ｔｏｆｆ［ＩＬ。ｉ。Ｊｒ－ＩＬｍ“］

^{（２－２２）}

当电感电流临界连续时，Ｉｋｍｉｎ＝Ｏ，负载的临界电流平均值为：

Ｉ＝哮・豢

由此可知临界连续条件下，电感电流的峰～峰值为：

Ｉｐｋ＝半＝２ＩｏｉＴｓ

^ｏ ｋ （２—２３）ｐｋ —Ｌ ^、ｚ一

由此也可得到电感的最小临界值为：

一』！！ｋ

^{ｔｏｆｆ￡△丛塑}

Ｌｍｉｎ２ ２Ｌ ‘Ｔｓ ^５ ２ＩＰＫ

业—Ｕｏ－－—Ｕｉｎ一

。面‘Ｕ０２’Ｉｓ

＝蔷（踟一Ｕｉｎ） ^{（２．２４）}

（５）输出电压Ｕｏ的纹波

输出电压Ｕｏ的纹波就是电容电压ｕｃ的纹波，因为当开关管Ｔ导通、二极管Ｄ 截止时，负载电流完全由电容Ｃ放电提供。在稳态运行条件下，电容电流的平均值为

零，即开关管Ｔ截止时对电容的充电电荷等于开关管Ｔ导通时电容的放电电荷，因此

电容Ｃ的放电电荷为：ＣＡｕｃ＝Ｉｏｔｏ。。

式中△ｌｌｃ为电容电压峰～峰波纹值，即输出电压Ｕｏ的波纹值，所以：

ＡＵｏ＝Ａｌｌｃ：争；百Ｉｏ．学．Ｔｓ（２－２５）

由式（２．２５）可知：输出电压Ｕｏ的纹波值与输入电压、输出电压和电流有关。输 入电压Ｕｉ。越低，纹波越大：当输入输出电压一定时，增大电容Ｃ可减小纹波：提高

开关频率也可降低输出电压纹波。

（６）输出滤波电容

根据所需的交流电压输出分量△ｕｏ和其他给定的设计参数，滤波电容ｃ的容量

可由下式求出：

ｃ＝忐（１一等） ^{（２．２６）}

２．１．３带隔离变压器的直流变换器

带隔离变压器的变换器是将隔离变压器插入到基本变换器的各个不同点上而形成 的变换器电路，因此带有基本变换器的本质特征，同时可以使变换器的输入电源与负

载之间实现电器隔离，提高变换器运行的安全可靠性和电磁兼容性。选择适当的变压

器变比还可匹配电源电压ＶＩ与负载所需输出电压ｕｏ，使变换器的占空比接近１，同时 可以实现多路电源的输出。因此带隔离变压器的直流变换器得到广泛的应用。由于隔 离变压器有单端式、并联式、半桥式和全桥式等多种形式，因此可演变出多种电路。

常见的带隔离变压器的开关变换器有单端隔离变换器、并联的隔离变换器、半桥 式隔离变换器和全桥隔离变换器。

ｈ

＿÷

＋

Ｄｌ

图２．５单端隔离变换器电路原理图

ｈ

～Ｆ’ ≮！

，

^●

吨

一５黔．一 ^：

图２．６并联的隔离变换器电路原理图

图２．５为单端隔离变换器电路原理图，该电路由开关和高频变压器组成。导通周 期几乎可以是整个工作周期，输出电压、ｂ与输入电压ｖｓ由匝数比决定。

图２．６为并联的隔离变换器电路原理图，由两个单端隔离变换器电路并联时构成。

当原边的两个开关Ｔ１和Ｔ２交替导通时，直流电压ｖｓ通过副边绕组Ｎｓ及二极管Ｄｌ、

Ｄ２就可以得到直流输出电压Ｖ０。开关Ｔ１和Ｔ２交替导通，每次导通周期是整个开关 周期的５０％，开关交替的作用在变压器的原边Ｎｐ产生一个对称的交流电压，即通过

控制开关Ｔ１和Ｔ２的动作速率使变压器成为通常的高频交流变压器。在隔离变压器工 作中，不导通的原边开关两端承受的电压为２Ｖｓ，当原边的两个开关各自导通时，两

个开关中的峰值电流相等，等于输入平均电流Ｉｓ。输出电压与输入电压关系为：

Ｖｏ＝Ｖｓ嚣

副边绕组的交流电压经Ｄ１、Ｄ２整流后得到直流电压，从而实现直流到直流的转

换功能。

— _ｔ

矾

ｊ

］

Ｌｌ

图２．７半桥式隔离变换器电路原理图

ｆ＿————丁——］

Ｉ “￡！Ｅ珂

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ｉ 篁二 ：雪“

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．．．＿Ｊ

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ＬＩ

图２．８全桥式隔离变换器电路原理图

图２．７为半桥式隔离变换器电路原理图，该电路由开关Ｔｌ、Ｔ２、电容ｃ１、ｃ２及

变压器组成。电路工作时，开关Ｔ１、Ｔ２交替地导通，任何一个断开的开关其两端的

电压等于源电压Ｖｓ。而流过任何一个导通开关的峰值电流都等于平均源电流Ｉｓ的两 倍。变压器原边电压为输入电源电压的一半。因此，对于给定ｖｓ、ｖｏ时，绕组ＮＤ、

Ｎｓ只需较少的匝数。

图２．８为全桥式隔离变换器电路原理图，电路工作时，在变换过程的第一个半周 内，开关Ｔ１、Ｔ４同时闭合，开关Ｔ２、Ｔ３同时断开：在第二个半周内，开关Ｔｌ、Ｔ４ 同时断开，开关Ｔ２、Ｔ３同时闭合断开。任何一个断开的开关两端电压均等于源电压，

流过任何一个导通开关的峰值电流均等于平均源电流。因为全桥式隔离变换器开关承 受最小的开关电压和最小的电流强度，所以该电路方式常用在大功率的变换器上。

２．２零开关ＰＷＭ变换器

电力电子功率变换技术有两种基本类型，即脉宽调制型和谐振型眩钉。脉宽调制型

１９

采用控制脉冲占空比、间断工作来产生所需的脉冲电压和电流，而谐振型技术以正弦 形式处理功率开关管，使开关管在零电流下换流或者在零电压下换向，这样降低了开 关转换损耗。但是正弦电流有着较高得到峰值，导通损耗比较大，因此在中低功率应 用领域，ＰＷＭ技术仍占有一定的优势。随着频率增高，开关损耗增加，由于在开关 变压器中存在漏感，半导体器件存在结电容，使得开关管需承受电感性关断和电容性 导通的恶劣条件。关断时由Ｌｄｉ／ｄｔ引起的感应电势导致电压尖刺和噪声的增加，同时 关断时结电容中储存的ＣＶ２／Ｚ的能量，当开关导通时，该能量损耗在期间内部，造成 了严重的开关噪声，并提供开关米勒电容耦合到驱动电路，使驱动电路产生噪声和不 稳定因素。这些寄生参数对电路工作的影响随着开关频率的增高而日益严重””［２７^３。

为了改善开关管的工作状态，引入谐振技术，在准谐振型变换器（ＱＲＣ）的基础上加 入一个辅助开关来控制谐振元件的谐振过程，仅在需要开关状态改变时才启动谐振电 路，造成零压或零流条件，开通或关断开关器件。

２．２．１

ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器

ＺＣＳ—ＰＷＭ变换器是ＺＣＳ—ＱＲＣ准谐振变换器和ＰＷＭ开关变换器的综合［２８１^ａ

其特点是在一个周期内，有一段时间变换器在ＺＣＳ准谐振状态下运行，而另一段时间

在ＰＷＭ状态下运行。图２．９为Ｂｕｃｋ降压型ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器的电路原理图，图中 Ｔｒ、Ｌｒ、Ｌｆ、Ｄ、及ｃｆ和Ｒ构成ＺＣＳ－ＱＲＣ准谐振变换器，加入一个辅助开关Ｔｒｌ

图２．９

Ｂｕｃｋ型ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器电路图

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图２．１０ Ｂｕｃｋ型ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器主要波形图

与谐振电容Ｃｒ串联，即构成了ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器。图２．１０为该电路各电流、电压波 形图。图中Ⅵ为输入电压，ｖ０为输出电压。设输出电感ｋ很大，故输出端可用恒流 源１０＝％代替。从ｔ＝ＴＯ开始，一个周期可分为六个阶段的运行模式，图２．１１给出 一个周期内六个阶段的等效电路拓扑图。

２ｌ

图２．１１ Ｂｕｃｋ型ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器一个周期内六个阶段等效电路拓扑

①ＴＯ—Ｔｌ电流线性上升阶段

设ｔ＜Ｔ０时，主开关管Ｔｒ及辅助开关Ｔｒｌ均处于关断状态。ｔ＝Ｔ０时，Ｔｒ上加驱 动信号ＶＧ，使Ｔｒ导通，主开关电压ＶＤＳ下降。等效电路拓扑如图２．１ｌ（ａ）。谐振电 感Ｌｒ中电流（即变换器输入电流）按线性规律上升。到ｔ＝Ｔ１时，该电流等于负载电 流Ｉｏ，在这个阶段内Ｖｃｒ＝０。

②Ｔ１－－Ｔ２准谐振阶段

ｔ＝Ｔ１时，二极管Ｄ截止，并联于辅助开关Ｔｒｌ的并联体二极管Ｄｓｌ导通，Ｌｒ与 Ｃｒ谐振，这时等效电路拓扑如图２．１１（ｂ）。电感电流按准正弦规律振荡。当ｔ＝Ｔ２时，

该电流值又降到Ｉｏ。在Ｔ１－－Ｔ２阶段，电容Ｃｒ充电，电压Ｖｃｒ上升，到ｔ＝Ｔ２时达到 ２Ｖｓ，二极管Ｄｓｌ的反电压则由零跳变到Ｖｓ，Ｄｓｌ截止。

③Ｔ２－－Ｔ３恒流阶段

这一阶段谐振电容支路不通，等效电路拓扑如图２．１１（ｃ）。电感电流保持恒定，

ｃｒ上的电压为２Ｖｓ保持不变。Ｄｓｌ由于截止，其电压也保持为ｖｓ不变。

④Ｔ３－－Ｔ４准谐振阶段

ｔ＝Ｔ３时，驱动信号使辅助开关管Ｔｒｌ导通，ＬｒＣｒ谐振，这一阶段的等效电路拓 扑如图２．１ｌ（ｄ）。由于Ｔｒｌ导通，Ｄｓｌ的电压跳变到零，电容ｃｒ能量释放，电容谐振 电压下降。而电容放电电流的流动方向与电感电流正方向相反，所以电感电流也谐振

下降。直到过零变负。这就为主开关Ｔｒ的ＺＣＳ创造了条件。这时若给Ｔｒ一个关断信

号，它就可以在零电流条件下关断。由于电感电流为负，Ｔｒ上的反串二极管导通，直 到ｔ＝Ｔ４时，电感电流回到零，Ｔｒ完全截止，其上电压有一个跳变上升过程。但电容 电压尚未完全下降到零。

⑤Ｔ—Ｔ５恒流放电阶段

Ｔｒ截止后，等效电路拓扑如图２．１ｌ（ｅ）。Ｌｒ与输入电源断开，Ｉｏ对ｃｒ方向恒流 充电，使其上电压衰减到零。

⑥Ｔ５－－ＴＯ’续流阶段（ＴＯ’为下一个周期的起始时刻）

负载电流通过二极管Ｄ续流，等效电路拓扑如图２．“（ｆ）。由于辅助开关Ｔｒｌ已 完成了本周期内的任务，在这一阶段的任意时刻，可发出信号，使Ｔｒｌ关断。

由图２．１０的波形图可见，一个周期内变换器交替运行与ＺＣＳ－－ＱＲＣ和ＰＷＭ两种 变换器模式。ＰＷＭ变换器的工作模式包括恒流和续流阶段。辅助开关Ｔｒｌ的开通使变 换器再次处于准谐振状态，为ＺＣＳ的实现准备条件。

２．２．２

ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器

ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换技术综合应用了ＺＶＳ－ＱＲＣ和ＰＷＭ变换器的原理。图２．１２为 Ｂｕｃｋ降压型ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器的电路原理图，图中ｎ、Ｌｒ、Ｌｆ、Ｄ、及ｃｆ和Ｒ构成 ＺＶＳ－－ＱＲＣ准谐振变换器，在谐振电感上并联一个辅助开关Ｔｒｌ，构成了ＺＶＳ－－ＰＷＭ 变换器。图２．１３为该电路各电流、电压波形图。

设ｔ＝Ｔ０以前，主开关ｎ和辅助开关Ｔｒｌ都是导通的。输出滤波电路为恒流源代 替。ｔ＝Ｔ０，令主开关Ｔｒ关断。从ｔ＝Ｔ０开始，一个周期可分为五个阶段的运行模式，

图２．１４给出一个周期内五个阶段的等效电路拓扑图。

Ｖ

图２．１２

Ｂｕｃｋ降压型ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器电路图

图２．１３ Ｂｕｃｋ降压型ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器主要波形图

设ｔ＜Ｔ０时，主开关Ｔｒ和辅助开关Ｔｒｌ均处于导通状态。

①Ｔｏ—Ｔ１恒流充电阶段

２４

ｔ＝ＴＯ时，ｎ关断。Ｔｒｌ仍导通，等效电路拓扑如图２．１４（ａ）。这时开关管ｎ的 电流ｉｓ为零，而其输出电容（即谐振电容Ｃｒ）以Ｉｏ恒流充电。ｔ＝Ｔｌ时，电容电压 Ｖｃｒ（主开关电压ＶＤＳ）线性上升到Ｖｓ，因而二极管Ｄ上的电压线性下降到零。Ｄ导

通，电感电流保持为Ｉｏ，并通过Ｔｒｌ流通。

②Ｔ１一Ｔ２续流阶段

仁Ｔ１，Ｄ导通，恒流源短路。等效电路拓扑如图２．１４（ｂ）。这一阶段，主开关Ｔｒ 上的电压不变，电感电流通过辅助开关Ｔｒｌ流动，保持为Ｉｏ。

（ｄ）Ｔ２－Ｔ３ （ｅ）ＴＩ－Ｔ２

图２．１４ Ｂｕｃｋ型ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器一个周期内五个阶段等效电路拓扑

③Ｔ２一Ｔ３准谐振阶段

ｔ＝Ｔ２时，令辅助开关Ｔｒｌ关断，等效电路拓扑如图２．１４（ｃ）。Ｌｒ、Ｃｒ谐振，Ｌｒ 中能量释放，Ｖｃｒ按谐振规律下降，电感电流则向负方向谐振增长，直到ｔ＝Ｔ３时，

Ｖｃｒ＝０，谐振停止，并创造了ＺＶＳ条件。

④Ｔ３一Ｔ４电感电流线性上升阶段

ｔ＝Ｔ３时，电压Ｖｃｒ为零，Ｔｒ的反串二极管导通，等效电路拓扑如图２．１４（ｄ）。

二极管Ｄ仍导通，电感Ｌｒ储能，其电流线性上升，二极管Ｄ的电流则下降，直到ｔ

：Ｔ４，Ｄ在ＺＣＳ条件下截止。在这阶段内可驱动主开关Ｔｒ导通，实现ＺＶＳ，于是ｉｓ

上升。

⑤Ｔ４一Ｔ０’恒流阶段

ｔ＝Ｔ４时，ｉｓ上升到Ｉｏ，二极管Ｄ截止，其电压跃变为ｖｓ，等效电路拓扑如图２．１４

（ｅ）。在这一阶段可驱动辅助开关Ｔｒｌ使之在零电压下导通。

由波形分析可知，在一个周期内，由于Ｔｒｌ的存在，使ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器有一 段时间处于续流阶段，与ＰＷＭ变换器相似。另一阶段处于准谐振阶段，与ＺＶＳ－ＱＲＣ 相似。控制续流阶段的时间，就可实现恒频控制。准谐振阶段实际上是主开关电压过 渡到零的阶段。由波形可知，主开关Ｔｒ上由较大的电压应力。限制电压应力的结果是，

在轻载下可能不满足ＺＶＳ条件。

２．３小结

本章主要介绍了基本的ＰＷＭ变换器、带隔离变压器的变换器及零开关ＰＷＭ变 换器的主回路结构和基本特征。

基本的ＰＷＭ变换器主要包括降压变换器（Ｂｕｃｋ变换器）、升压变换器（Ｂｏｏｓｔ变 换器）、降压一升压变换器（Ｂｕｃｋ－－Ｂｏｏｎ变换器）、升压一降压变换器（Ｃｕｋ变换器），

而最基本的形式主要两种：Ｂｕｃｋ变换器和Ｂｏｏｓｔ变换器。

Ｂｕｃｋ变换器是一种输出电压平均值小于或等于输入电压的单开关管非隔离型直 流变换器，因此又称降压型变换器。Ｂｏｏｓｔ变换器是一种输出直流电压平均值高于输 入电压的单管非隔离直流变换器，因此又称升压型变换器。

带隔离变压器的变换器是将隔离变压器插入到基本变换器的各个不同点上而形 成的变换器电路，带有基本变换器的本质特征，同时可以使变换器的输入电源与负载 之间实现电器隔离，提高变换器运行的安全可靠性和电磁兼容性。常见的带隔离变压

器的开关变换器有单端隔离变换器、并联的隔离变换器、半桥式隔离变换器和全桥隔

离变换器等几种形式。

单端隔离变换器线路简单，但其输入电流有较大地脉动，因此常需要一种低通滤 波装置来平滑电流脉动。该方式广泛应用在输出为低、中级功率的变换器电路中。

半桥式隔离变换器由于其任何一个断开的开关管两端电压等于电源源电源，而流 过任何一个导通的开关管的峰值电流等于电源源电流的两倍，因此断开的开关管的电 压减小了，而导通开关管的电流增加了，广泛应用在中等功率的变换器上。

全桥式隔离变换器开关承受最小的开关电压和最小的电流强度，该电路方式常用 在大功率的变换器上。

电力电子功率变换技术有两种基本类型，即脉宽调制型和谐振型Ｈ１。脉宽调制型

采用控制脉冲占空比、间断工作来产生所需的脉冲电压和电流，而谐振型技术以正弦

形式处理功率开关管，使开关管在零电流下换流或者在零电压下换向，可降低开关转

换损耗。本章主要介绍了零电流开关一脉宽调制变换器（ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器）和零电

压开关一脉宽调制变换器（ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器）的基本原理和等效拓扑电路。

ＺＣＳ－－ＰＷＭ变换器可实现主开关的零电流关断，ＺＶＳ－－ＰＷＭ变换器可实现主开 关的零电压导通，但因为谐振电感串联在主回路中，其主开关的零电流关断条件或零 电压导通条件均与电网电压、负载等的变化有关。

３开关电源并联均流技术

在实际应用中，往往由于一台直流电源的输出参数（如电压、电流、功率）不能 满足要求，而满足这种参数要求的直流电源，存在重新开发、设计、生产的过程，势 必加大电源的成本、延长交货时间、影响工程进度。因此在实用中往往采用模块化的 构造方法，采用一定规格系列的模块式电源，按照一定串联、并联方式，实现输出电 压、输出电流、输出功率扩展。在设计中采用电源并联技术可达到以下目的：采用标 准化设计，减少产品种类；每个电源变换模块只需处理较小的功率，降低电源模块功 率器件的电流应力，提高系统可靠性；输出功率可以扩展，可实现大功率电源供电系 统；通过Ｎ＋Ｉ，Ｎ＋２冗余实现容错功能，带电热插拔，便于在不影响系统正常工作的 情况下，对电源系统进行维护，实现供电系统的不间断供电。

但是电源输出参数的扩展，仅仅通过简单并联方式还不能完全保证整个扩展后的 电源系统稳定可靠的工作。电源模块存在“均流”的问题，而解决方法的不同，对整个 电源扩展系统的稳定性、可靠性都有很大的影响。开关电源并联均流系统的基本要求

为：

＠Ｎ＋ｍ（ｍ表示电源系统冗余度）个电源模块并联扩容后，总电源系统的源电压 效应，负载效应，瞬态响应等技术指标都应保持在系统所要求的技术指标范围内。

②每个直流电源模块单元具有输出自动均流功能。

③采用冗余技术，当某个电源模块单元发生故障时，不影响整个电源系统的正常 工作，电源系统应有足够的负载能力。

④尽可能不改变电源模块单元的内部电路结构，确保电源系统的高可靠性。

⑤对公共均流总线带宽要小，以降低电源系统噪声。

⑥确保每个供电单元分担负载电流。即通过并联均流应使整个电源系统像一个整 体一样工作，同时通过并联均流技术使整个供电系统的性能得到优化。

同时开关电源并联均流系统还应满足所有电源模块单元应采用公共总线、整个系

统应有良好的均流瞬态响应特性、接个并联输出系统有一个公荚控制电路等要求。

均流控制实现的方法有多种‘２９ｍｏⅢ¨，本章主要介绍输出阻抗法、主从设置法、

平均电流值自动均流法、自动主从控制法、外加均流控制器均流法、强迫均流法等几 种常用的并联均流方法的工作原理和基本特点皓２１［３３１０

３．１输出阻抗法

输出阻抗法通过调节开关变换器的外特性即调节输出阻抗达到并联模块接近均流 的目的，也称电压调节率法。

图３．１为一个开关变换器的外特性，Ｖｏ＝ｆ（Ｉｏ），Ｒ为开关变换器的输出阻抗，其 中也包括这个开关变换器模块连接到负载的导线电阻。空载时，模块输出电压为 Ｖｏｍａｘ。由此可见，当电流变化量为△Ｉ时，负载变化量为△Ｖ，因此ＡＶ／△Ｉ＝Ｒ，Ｒ为 该模块的输出阻抗。△Ｖ／△Ｉ同时也代表开关变换器的输出电压调整率。

ＤＣ．ＤＣ

Ｒ

图３．１开关变换器外特性Ｖｏ＝ｆ（Ｉｏ）

开关变换器的负载电压ｖｏ与负载电流Ｉｏ的关系可表示为

Ｖｏ－一－Ｖｏｍａｘ－－Ｒｉｏ （３－１）

两台具有相同容量、相同参数的开关变换器相互并联，则有

Ｖｏｌ＝Ｖｏｍａｘ－－Ｒ１Ｉｏｌ （３－２）

Ｖ０２＝Ｖｏｍａ）【一Ｒ２１０２

（３－３）

Ｒ１、Ｒ２分别为模块ｌ及模块２的输出阻抗。设负载电阻为ＲＬ，则有

Ｉｏｌ＝［Ｒ２Ｖｏｌ＋（ｖｏｌ—ｖ０２）ＲＥ］／Ｒｘ

^{（３—４）}

１０２＝［－Ｒ１Ｖ０２＋（Ｖｏｌ—Ｖ０２）ＲＬ］／Ｒｘ

^{（３－５）}

式中 Ｒｘ＝Ｒ１Ｒ．２＋（Ｒ１＋Ｒ２）ＲＬ （３－６）

两台开关变换器相互并联及其外特性如图３．２所示，当负载电流为ＩＬ＝ＩＯｌ＋１０２时，

负载电压为ｖｏ，按两个模块的负载调整率分配负载电流ＩＬ，斜率不相等，电流分配也 不相等。当负载电流增大至０ ＩＬ’＝１０ｌ’＋１０２’时，负载电压为Ｖ０’。由此可见，模块 １外特性斜率小，分配电流的增长量比外特性斜率大的模块２增长量更大。如果能设

法将模块１的外特性斜率调熬到接近模块２，则可使这两个模块的电流分配接近均匀。

Ｖ。爪

：。ｊ了＿一…未丁—卜－。

图３．２并联变换器及其外特性

图３．３典型输出阻抗调节法电路原理图

彳一 萝

∥｛

≥ 一

图３１３为一种典型输出阻抗调节法实现并联模块近似均流的电路原理图，图中Ｒｓ 模块电流的检测电阻，电流信号经过电流放大器输出Ｖ１（Ｏ－－５Ｖ电压），与模块输出

的反馈电压ｖｆ综合加到电压放大器的输入端。综合信号电压与基准电压Ｖｒ比较后，

其误差经过放大，得到Ｖｅ，控制调节器及驱动器，用以实现自动调节模块的输出电压。

当某个模块的电流增加量大时，ｖｓ上升，ｖｅ下降，使得该模块的输出电压下降，即 外特性向下倾斜，接近其他模块的外特性，其他模块的电流增大，实现近似均流。

该方法是实现均流的最简单方法，本质上采用的是开环控制，在小电流时电流分 配特性差，重载时也不均衡，系统电压调整率差，因此在电压调整率要求较高（等于 或小于３％）的情况下一般不宜采用该方法。

３．２主从设置法

主从设置法是在并联的ｎ个变换器模块中，人为的制定其中一个为主模块，而其 余各模块跟从主模块分配电流，称为从模块。该方法适用于有电流型控制的并联开关

电源系统中，电流型控制是指开关电源模块中有电压控制和电流控制，电流环为内环，

电压环为外环。图３．４为ｎ个变换器模块并联的主从控制原理图。

图３．４主从模块设置法均流控制原理图