發明專利說明書
※申請案號：
※申請日期： ※ＩＰＣ分類：
一、發明名稱：(中文/英文)
應用於調光式冷陰極管Royer換流器之時滯調節同步式脈波寬度調變 控制器 / DEAD－TIME－MODULATED SYNCHRONOUS PWM CONTROLLER FOR DIMMABLE CCFL ROYER INVERTER
二、申請人：共 人
指定 為應受送達人
三、發明人：
◎專利代理人：
四、聲明事項
□主張專利法第二十七條第一項國際優先權：
□主張專利法第二十九條第一項國內優先權：
□ 主張專利法第二十六條微生物：
□ 熟習該項技術者易於獲得，不須寄存
五、中文發明摘要：
本文提出一種應用於自激式Royer換流器的同步脈波 寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)控制器－“時 滯調節式脈波寬度調變(dead－time－modulated pulse
－width－modulation,DTM－PWM）控制器＂。該控制器 主要由一單穩態電路(monostable circuit)及一定電流 充電器(constant－current charger)所構成。用來參照 產生PWM輸出的鋸齒波包含了一固定的充電週期
(constant－period)時間以及一時滯時間(dead－
time)。本案所使用的控制策略乃是根據Royer換流器的 諧振頻率來調節時滯時間的長短，使開關切換的頻率能 夠和諧振頻率達成同步化。此外，本案探討了兩種DTM－
PWM控制器的控制策略：往下調(down－going)和往上調 (up－going)式的誤差信號控制方式。再者，本案實際設 計出一組由一次側控制的時滯調節式脈波寬度調變之 Royer換流器；並對兩種使用不同控制策略的DTM－PWM控 制器，進行實作及量測，其實驗結果和理論推導的結果 十分相符。
六、英文發明摘要：
Synchronous PWM controller achieved by dead－
time modulation is explored for self－oscillation Royer inverter. The dead－time－modulated pWM (DTM－PWM) controller is composed of a monostable circuit and a constant－current charger (CCC).
The presented switching period for buck
regulation consists of a referred sawtooth with constant－period and a dead－time. The
synchronizing strategy is conducted by modulating the dead－time according to the resonant
frequency of the Royer inverter. Two kinds of the control strategies in DTM－PWM controller are explored including down－going and up－going error voltage controls. A DTM－PWM controlled dimmable Royer inverter with two－CCFL by primary
－side control is designed and realized. Two kinds of the used controllers for Royer inverter are also experimented and compared with the
proposed DTM－PWM controller. The results of analysis and theoretical prediction are verified with experiments.
七、指定代表圖：
（一）本案指定代表圖為：
（二）本代表圖之元件代表符號簡單說明：
21．．．一次測控制的充電幫浦式調光控制器 22．．．時滯調節式脈波寬度調變控制器
221．．．定電流充電器 222．．．單穩態電路
八、本案若有化學式時，請揭示最能顯示發明特徵的化學式：
九、發明說明：
[發明所屬之技術領域]
本案係為一種時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，尤 指一種應用於調光式冷陰極管Royer換流器之時滯調節同 步式脈波寬度調變控制器。
[先前技術]
要設計調節用來驅動冷陰極管的自激式Royer換流器的主 要困難在於同步問題。現今已經有發展出許多用來解決 Royer換流器上調光問題的同步控制策略。然，一般達到 同步化的方式僅能調變Royer換流器的諧振頻率中心處的 某種程度變化量內。
請參閱第一圖，其係習知用來驅動冷陰極管的電流饋入 式Royer換流器之架構圖，其電流源是由一降壓型轉換器 (Buck Converter)12來實現電流饋入源；開關元件S1、S2 會和LR、CR形成諧振槽(resonant tank)產生自激式震 盪。而由該降壓型轉換器12傳送給後端諧振級電路的能 量可藉由脈波寬度調變控制器11來控制。需要注意的 是，在某些控制區間內，該降壓型轉換器12有可能無法 傳送足夠大的能量供換流器來使用。主要是因為諧振電 路中變壓器中心抽頭點的電壓VX（亦即該降壓型轉換器 12的輸出端）為一近似全波整流之弦波電壓波形，由諧 振所產生的準弦波電壓(resonant quasi－sinusoidal voltage)VX有時會比輸入電壓Vdc還來得大，這會使得該 降壓型轉換器12的儲能電感無法有效儲存能量。此外，
在調節Royer換流器的時候，必須讓降壓（級）開關S3和 諧振開關S1、S2的切換頻率達到同步化，如此不但可以增 加整體換流器效率亦可以降低電磁干擾
(Electromagnetic Interference,EMI)。
本案提出一種可以和自激式Royer換流器達到精確同步的 時滯調節式脈波寬度調變控制電路，並可有效提供輸出 冷陰極管所需的能量及提升降壓（級）開關S3的效率。
本案並經由適當分析與實驗來評估此控制器電路之效 能。此電路架構可提供燈管一個適當的啟動電壓、近弦 波之電流及高能量傳送效率來驅動冷陰極管，透過該電 路架構，可輕易且有效率的完成一個使降壓電流饋入級 和自激式Royer換流器能夠達到同步化控制的同步式脈波 寬度調變控制器電路。
[發明內容]
本案之主要目的係提出一種時滯調節同步式脈波寬度調 變控制器電路，用來調節Royer換流器所需之轉換能量以 及控制調節冷陰極燈管之亮度。此種時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器的輸出控制脈波可和在Royer換流的諧 振頻率器達到週期對週期的精確同步以及線性調光控 制。
根據上述構想，本案係提供一種應用於調光式冷陰極管 Royer換流器之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，用 以因應一第一電壓與一第二電壓之控制而產生一輸出電 壓，以控制一開關之動作，進而達成冷陰極管之調光控 制，其包含一定電流充電器，用以產生該第一電壓；一 第一比較器，用以比較該第二電壓與一第一參考電壓，
以產生一觸發脈波信號；一第二比較器，電連接於該第 一比較器，用以比較一第二參考電壓與該觸發脈波信 號；一第三比較器，電連接於該定電流充電器，用以比 較該第一電壓與一第三參考電壓；一正反器，電連接於 該第二比較器與該第三比較器，用以因應該第二比較器 之輸出與該第三比較器之輸出而產生一控制信號；一電 晶體，其第一端係接收該控制信號，其第二端係連接於 該定電流充電器，其第三端係接地；一第四比較器，電 連接於該定電流充電器，用以比較該第一電壓與一誤差 電壓，以產生一下調式誤差電壓；以及一第五比較器，
電連接於該定電流充電器，用以比較該誤差電壓與該第 一電壓，以產生一上調式誤差電壓，其中該輸出電壓係 選自該下調式誤差電壓與該上調式誤差電壓其中之一。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 電壓係為一線性鋸齒波。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第二 電壓係為一變壓器中心抽頭點之電壓。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該變壓 器中心抽頭點之電壓係為一近弦波電壓信號。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該輸出 電壓係為一脈波寬度調變信號。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該開關 係為一降壓功率開關，用以控制冷陰極管之亮度。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該定電 流充電器係為一線性充電器。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該線性 充電器包含一電流源及一電容。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第二 電壓係輸入至該第一比較器之非反相輸入端，而該第一 參考電壓係輸入至該第一比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 參考電壓係為一零電壓或一外部設定之門檻電壓。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第二 參考電壓係輸入至該第二比較器之非反相輸入端，而該 觸發脈波信號係輸入至該第二比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 電壓係輸入至該第三比較器之非反相輸入端，而該第三 參考電壓係輸入至該第三比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第三 參考電壓係為該定電流充電器之該電容開始重新充電的 最低準位。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該正反 器係為一RS正反器。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該電晶 體係為一雙極接面電晶體。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該雙極 接面電晶體之第一端係為其基極，第二端係為其集極，
第三端係為其射極。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 電壓係輸入至該第四比較器之非反相輸入端，而該誤差 電壓係輸入至該第四比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該誤差 電壓係輸入至該第五比較器之非反相輸入端，而該第一 電壓係輸入至該第五比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該定電 流充電器所產生之該第一電壓會在該觸發脈波信號的每 一個負緣開始充電，直到該電容上的電壓達到該第二參 考電壓，此時該電容會藉由該電晶體來作快速放電的動 作。
根據上述構想，本案另提供一種應用於調光式冷陰極管 Royer換流器之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，用 以因應一第一電壓與一第二電壓之控制而產生一輸出電 壓，以控制一開關之動作，進而達成冷陰極管之調光控 制，其包含一定電流充電器，用以產生該第一電壓；一 第一比較器，用以比較該第二電壓與一第一參考電壓，
以產生一觸發脈波信號；一第二比較器，電連接於該第 一比較器，用以比較一第二參考電壓與該觸發脈波信 號；一第三比較器，電連接於該定電流充電器，用以比 較該第一電壓與一第三參考電壓；一正反器，電連接於 該第二比較器與該第三比較器，用以因應該第二比較器 之輸出與該第三比較器之輸出而產生一控制信號； 一電 晶體，其第一端係接收該控制信號，其第二端係連接於 該定電流充電器，其第三端係接地；以及一輸出電路，
電連接於該定電充電器，用以因該第一電壓與一誤差電 壓而產生該輸出電壓。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 電壓係為一線性鋸齒波。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第二 電壓係為一變壓器中心抽頭點之電壓。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該變壓 器中心抽頭點之電壓係為一近弦波電壓信號。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該輸出 電壓係為一脈波寬度調變信號。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該開關 係為一降壓功率開關，用以控制冷陰極管之亮度。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該定電 流充電器係為一線性充電器。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該線性 充電器包含一電流源及一電容。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第二 電壓係輸入至該第一比較器之非反相輸入端，而該第一 參考電壓係輸入至該第一比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 參考電壓係為一零電壓或一外部設定之門檻電壓。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第二 參考電壓係輸入至該第二比較器之非反相輸入端，而該 觸發脈波信號係輸入至該第二比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 電壓係輸入至該第三比較器之非反相輸入端，而該第三 參考電壓係輸入至該第三比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第三 參考電壓係為該定電流充電器之該電容開始重新充電的 最低準位。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該正反 器係為一RS正反器。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該電晶 體係為一雙極接面電晶體。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該雙極
接面電晶體之第一端係為其基極，第二端係為其集極，
第三端係為其射極。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該輸出 電路包含一第四比較器，電連接於該定電流充電器，用 以比較該第一電壓與一誤差電壓，以產生一下調式誤差 電壓；以及一第五比較器，電連接於該定電流充電器，
用以比較該誤差電壓與該第一電壓，以產生一上調式誤 差電壓，其中該輸出電壓係選自該下調式誤差電壓與該 上調式誤差電壓其中之一。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該第一 電壓係輸入至該第四比較器之非反相輸入端，而該誤差 電壓係輸入至該第四比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該誤差 電壓係輸入至該第五比較器之非反相輸入端，而該第一 電壓係輸入至該第五比較器之反相輸入端。
如所述之時滯調節同步式脈波寬度調變控制器，該定電 流充電器所產生之該第一電壓會在該觸發脈波信號的每 一個負緣開始充電，直到該電容上的電壓達到該第二參 考電壓，此時該電容會藉由該電晶體來作快速放電的動 作。
[實施方式]
時滯調節式脈波寬度調變控制器基本原理：請參閱第二 圖，其係本案一較佳實施例之使用時滯調節式脈波寬度 調變控制器之 Royer換流器之架構圖，其中已包含了一 組一次側控制的充電幫浦式調光控制器(primary－side charge－pump controller,PS－CPC)21，而該一次側控 制的充電幫浦式調光控制器21之電路結構係由本案發明 人謝冠群教授於先前提出，且已獲頒中華民國專利，其 專利權號為第175770，故該一次側控制的充電幫浦式調 光控制器21之電路結構及其動作方式在此不予贅述。
請參閱第三圖，其係本案一較佳實施例之時滯調節式脈 波寬度調變控制器之架構圖。該時滯調節式脈波寬度調 變控制器22主要是由一個定電流充電器221和一個單穩態 電路222所構成。其中該定電流充電器221包含一電流源I 及一電容C，且係為一線性充電器，用來產生參照用之時 滯調節式鋸齒波形VS；該單穩態電路222則由兩個比較器
（C1和C2）、一個RS正反器、一個放電的電晶體Q、以及 用來作同步信號偵測的比較器C3所組成。當比較器C3偵測 到變壓器中心抽頭點的電壓VX震盪至零電壓（或是外部 設定之門檻電壓Vref1）時，將會產生一個觸發脈波信號 Vt，用來啟動該單穩態電路222之動作。比較器C4和C5則 是用來產生時滯調節式脈波寬度調變之輸出。其輸出信 號的產生乃是將該一次測充電幫浦式調光控制電路21產 生的誤差信號Ve用來和參造的時滯調節鋸齒波形VS作比較 而來。在第四圖(a)與第四圖(b)中，我們將解釋及探討 兩種時不同的滯調節式脈波寬度調變之調光控制策略。
比較器C4的輸出VP,d使用的是下調式誤差電壓(down－
going error voltage,DGEV)控制。比較器C5的輸出VP,u 使用的則是上調式誤差電壓(up－going error
voltage,DUEV)控制。我們在此定義下調式誤差電壓信號 Ve,d和回授取樣之信號Vf之大小成反比例關係，而上調式 誤差電壓信號Ve,u則和Vf成正比例關係。
上述兩種控制策略中所使用的觸發信號Vt乃是採用相同 的一組脈波信號，且該信號可藉由比較器C3和所偵測到
之Vx的諧振頻率達到精確的同步化。在第四圖(a)和第四 圖(b)中的兩組用來參照之鋸齒波的時脈週期是從觸發信 號Vt由高準位轉換到低準位的時候開始算起（負緣觸 發），直到下一個Vt的負緣為止。其時脈週期也是跟所 偵測到的近弦波電壓信號Vx達到精確同步。由定電流充 電器所產生的線性鋸齒波Vs會在觸發信號Vt的每一個負緣 開始充電，直到該電容C上的電壓達到一個額定的參考準 位Vref2（通常是設定為3V），此時該電容C會藉由電晶體 Q來作快速放電的動作。所產生的時滯調節式鋸齒波串列 將用來產生調節降壓開關S3所需的PWM信號。鋸齒波在每 一個週期內有相同的斜面高度和一段可外部設定的固定 充電週期時間ts。參考電壓準位Vref3則是該定電流充電 器中之該電容C開始重新充電的最低準位（起始點，通常 為0V）。
在一個完整的諧振週期T中，時滯調節鋸齒波形可分成固 定的充電週期時間ts以及一時滯時間tD，tD是設計來能夠 快速的根據諧振頻率之變化，迅速的調節其大小，使鋸 齒波形能夠和諧振頻率達成同步。在第四圖(a)和第四圖 (b)中的兩種不同控制策略的輸出脈波VP,d、VP,u可在該 時滯調節式脈波寬度調變控制器22中之該比較器C4和該 比較器C5的輸出端得到。在第四圖(a)中，本案採用的是 下調式誤差電壓Ve,d控制，其輸出脈波為使用落後側參照 (lagging－edge reference)；在第四圖(b)中，本案則 採用上調式誤差電壓Ve,u控制，故其輸出脈波是使用領先 側參照(leading－edge reference)。從該時滯調節式脈 波寬度調變控制器22所產生之PWM輸出之週期T是由固定 的週期時間ts以及一時滯時間tD所構成。
使用時滯調節式脈波寬度調變控制調光之Royer換流器原 理：本案將詳細探討一種由一次測控制調光的時滯調節
－脈波寬度調變控制式Royer換流器，兩種控制策略（使 用上調式誤差電壓信號Ve,u以及下調式誤差電壓信號Ve,d 來調節PWM輸出）將分別進行實驗及探討。
第二圖為本案一較佳實施例之使用時滯調節式脈波寬度 調變控制器之Royer換流器之架構圖。其中推挽諧振級的 兩顆電晶體S1與S2皆是操作在自激諧振模式，整個輸入給 諧振級用來調整冷陰極管的能量大小乃是藉由降壓轉換 器來調節，該降壓轉換器是由一個功率開關S3、一電感 L、及一蕭特基二極體D所構成。用來作系統調節用之回 授信號Vf是從兩個射極耦合電晶體(S1&S2)的射極電阻Re 上取樣得來。而下調式誤差電壓信號（或上調式誤差電 壓信號）Ve＝Ve,d（或Ve＝Ve,u）可在該一次測充電幫浦 式控制器21中獲得。
第三圖中的觸發信號Vt可藉由比較器C3將所偵測到的變壓 器中心抽頭點之近弦波電壓Vx和一外部設定之參考準位 Vrefl（零電壓或是另外設定之門檻電壓）作比較得來。
用來參照的時滯調節鋸齒波形則是由該定電流充電器221 和該單穩態電路222經過一些邏輯運算操作所產生。如同 第四圖(a)中所標示的，落後側參照的時滯調節式脈波寬 度調變控制的輸出脈波串列VP,d是由Ve,d和Vs作比較運算 而來。相似地，第四圖(b)中，領先側參照的時滯調節式 脈波寬度調變控制輸出之脈波串列VP,u則是由Ve,u和Vs比 較和運算所得之結果。而調光控制則是由降壓功率開關
S3來操縱。需要注意的是在第四圖(a)和第四圖(b)中，
近弦波電壓Vx上的陰影部分為降壓開關S3可能導通的區 段，如果在開關導通的時候Vx比輸入電壓Vdc還高的話，
會造成電感無法有效儲能（有效導通區間變短）。這也 是為何該時滯調節式脈波寬度調變控制器22電路中需要 一個可外部設定的參考準位Vrefl的原因，藉由調整Vrefl 的值，可以使S3的有效導通區間維持在一合適的範圍 內。
為了更清楚的了解上述兩種控制策略，我們在第五圖(a) 與第五圖(b)中畫了在不同控制狀態時控制器各點波形以 玆比較。第四圖(b)和第五圖(a)分別為兩控制調光策略 在輸出為輕載（燈管為低亮度）時之控制波形；第四圖 (a)和第五圖(b)則是對應到在重載（燈管為高亮度）時 之控制狀態，各點的輸出波形可被清楚的描述出來。要 注意的是，在這兩種調光控制策略中，鋸齒波Vs不論輸 出是操作在輕載或重載模式，其鋸齒波之斜面大小及充 電時間ts皆是固定的，只有時滯時間tD會隨負載的變化而 變動。當電路工作在輕載模式（如第四圖(b)和第五圖 (a)）時，該時滯調節式脈波寬度調變控制器22的動作和 Royer換流器之諧振頻率fr＝f1達成同步，由於f1頻率較 高，所以在一個完整的切換週期T1中的時滯時間tD1較 小；當電路工作在重載時（如第四圖(a)和第五圖
(b)），其諧振頻率fr＝f2較低，在開關之切換週期T2中 之時滯時間tD2則變得較大。由控制器22輸出端所得的脈 波串列VP,d或VP,u可提供給降壓開關S3一精確同步的控制 信號，並提供Royer換流器一較寬之線性調光範圍及較小 的功率耗損。
設計考量：本設計實例將鋸齒波之振幅設定在一般常用 的3伏特(VS,P＝3V)，從第四圖(a)(b)和第五圖(a)(b)的 波形觀察中，我們可以輕易的發現，當Royer換流器操作 在輕載時諧振頻率較高；重載時諧振頻率則較低。為了 確保Royer換流器操作在輕載時其調光控制仍能維持每個 週期皆可完全同步控制，我們考慮Royer換流器實際的功 率需求來設定最短的時滯時間tD,min，在此我們選定 tD,min之值為：當最高諧振頻率(fr＝fr,max)發生時，其 半個週期時間長度的10%~20%，亦即，
其中，最小諧振週期Tr,min為最大振頻率fr,max之倒數，k 為一介於0.1~0.2的值。然後，用來參造之鋸齒波的充電 週期時間ts亦可被式(2)決定出來，
需要注意的是用來參造之鋸齒波的充電時間ts是固定 的，不會在調光的時候隨換流器的諧振頻率而變動。接 著，時滯時間的最大值tD,max可在電路操作在重載時（此 時轉換器有最低之諧振頻率fr,min)，其與諧振週期之關 係式(3)被決定出來，
式(3)中的最大諧振週期Tr,max為最小諧振頻率fr,min之倒 數。當給定一額定的fr,max後，我們可估算出用來參造之 鋸齒波的充電週期時間ts，然後第一圖中之該定電流充 電器221中之該電容C的大小可由式(4)決定出來。
在式(4)中，I為一固定大小之充電電流，Vs,p為用來參造 之鋸齒波的振幅大小。
實驗與量測結果：我們實際設計並製作出一部由一次側 控制調光的時滯調節脈波寬度調變控制式調光之Royer換 流器，用以驅動兩支冷陰極管。Royer換流器的設計電路 和時滯調節式脈波寬度調變控制器之架構分別如第二圖 和第三圖所示，而輸出端的兩支冷陰極管是採並聯工作 模式（兩燈管長度皆為490mm）。每支冷陰極管操作在高 亮度（重載）時，其燈管特性如下：啟動電壓為
1.5kVrms、穩定時之燈管電壓為1kVrms、燈管電流為 5mA、所消耗之功率為5W等。
Royer換流器的輸入驅動電壓為12Vdc，在重載時（冷陰極 管為高亮度時）標準的諧振頻率為50kHz，輸出功率為 10W，降壓轉換器的最小切換頻率fb,min＝2fr,min＝ 100kHz。我們並設定諧振頻率的變化範圍為50kHz（重 載，輸出功率約為10W）~60kHz（輕載，輸出功率約為 2W）。所以，用來調節降壓轉換器的同步PWM頻率則為 100kHz（對應工作於重載時）~120kHz（對應工作於輕載 時）。
根據先前的式(1)~式(4)，我們選定k＝0.2，並根據輕載
（輸出為2W）時之條件關係式決定ts＝6.67μs，tD,min＝ 1.67μs；根據重載（輸出為10W）時之條件關係式決定
tD,max＝3.33μs。接著可決定充電電容C＝2.13nF；鋸齒
波峰值大小Vs,p＝3V以及固定大小之充電電流I＝
960μA。第六圖(a)和第六圖(b)分別為輕載（輸出為2W）
及重載（輸出為10W）時之實驗量測波形。在此我們是採 用下調式誤差信號控制策略，用來偵測同步信號的參考 準位Vrefl設成0V。由圖中我們可清楚的看到，該時滯調 節式脈波寬度調變控制器22的輸出脈波之頻率恰好為諧 振頻率的兩倍。在整個調節區間fb,min＝101.6kHz（重
載）~fb,max＝117.5kHz（輕載）的範圍內，控制調節降
壓開關的脈波信號和諧振之近弦波電壓信號皆達到精準 的同步化。在此我們特別注意到，用來參造之鋸齒波的 充電週期時間ts一值維持一個固定的大小ts＝6.7μs，並 不會隨諧振頻率的變化而有所不同；另一方面，在同步 化調節的過程中，時滯時間tD從1.8μs（輕載時）變化成 3.13μs（重載時）。本文所提出之使用時滯調節式脈波 寬度調變控制之Royer換流器在重載（燈管為高亮度時）
時，其整體效率可達92%。此實驗結果和理論推導的結果 十分相符。
為了能更清楚的了解時滯調節式脈波寬度調變控制器的 特點，我們亦將另外兩種使用不同控制方式的Royer換流 器進行測試及比較。第七圖(a)為傳統一般的Royer控制 器的控制波形，雖然其用來驅動降壓級開關元件的控制 脈波可和諧振推挽級中電晶體集極上的近弦波信號達到 同步，然而它卻無法提供足夠的能量來產生驅動多支燈 管所需的高輸出功率；而且因為降壓開關S3的有效導通 時間太過窄小，以及調節降壓開關的控制信號沒有足夠 的驅動能力，使得整體輸出效率偏低，無法拉升。第七 圖(b)為使用某Royer換流器控制IC的輸出控制波形，其 用來調節降壓開關的脈波信號有較佳的驅動能力，但其 降壓開關的切換頻率卻無法與換流器的諧振頻率達成同 步，這可能會使降壓轉換器的功率開關S3在某些工作區 間無法有效提供能量，且可能產生較多的電磁雜訊干擾 和降壓轉換器的功率消耗。
更多的實驗結果如第八圖(a)~(d)及第九圖(a)~(d)所 示。其中，第八圖(a)係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d) 之控制策略，於零電壓偵測及低亮度時，時滯調節式脈 波寬度調變控制器22各點之量測波形圖；第八圖(b)係使 用下調式誤差電壓信號(Ve,d)之控制策略，於零電壓偵測 及高亮度時，時滯調節式脈波寬度調變控制器22各點之 量測波形圖；第八圖(c)係使用下調式誤差電壓信號 (Ve,d)之控制策略，於預設門檻電壓偵測及低亮度時，時 滯調節式脈波寬度調變控制器22各點之量測波形圖；第 八圖(d)係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)之控制策略，
於預設門檻電壓偵測及高亮度時，時滯調節式脈波寬度 調變控制器22各點之量測波形圖。而第九圖(a)係使用上 調式誤差電壓信號(Ve,u)之控制策略，於零電壓偵測及低 亮度時，時滯調節式脈波寬度調變控制器22各點之量測 波形圖；第九圖(b)係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)之 控制策略，於零電壓偵測及高亮度時，時滯調節式脈波 寬度調變控制器22各點之量測波形圖；第九圖(c)係使用 上調式誤差電壓信號(Ve,u)之控制策略，於預設門檻電壓 偵測及低亮度時，時滯調節式脈波寬度調變控制器22各 點之量測波形圖；第九圖(d)係使用上調式誤差電壓信號 (Ve,u)之控制策略，於預設門檻電壓偵測及高亮度時，時 滯調節式脈波寬度調變控制器22各點之量測波形圖。其 中，Ch－1係為變壓器中心抽頭，Ch－2係為555觸發器，
Ch－3係為鋸齒波，而Ch－4係為該時滯調節式脈波寬度 調變控制器之輸出。
結論：本案提出一種時滯調節同步式脈波寬度調變控制 器電路，用來調節Royer換流器所需之轉換能量以及控制 調節冷陰極燈管之亮度。此種時滯調節同步式脈波寬度 調變控制器的輸出控制脈波可和在Royer換流的諧振頻率 器達到週期對週期的精確同步以及線性調光控制。該控 制器的架構和分析在本案中有清楚的說明；其所使用的 兩種調光控制策略亦有詳細的探討。最後並將兩種使用 不同控制策略的DTM－PWM控制器，進行實作及量測，其 實驗結果和理論推導的結果十分相符。
是故，本案能有效改善習知技術之缺失，是故具有產業 價值，進而達成發展本案之目的。
本案得由熟悉本技藝之人士任施匠思而為諸般修飾，然 皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
[圖式簡單說明]
第一圖：其係習知用來驅動冷陰極管的電流饋入式Royer 換流器之架構圖。
第二圖：其係本案一較佳實施例之使用時滯調節式脈波 寬度調變控制器之Royer換流器之架構圖。
第三圖：其係本案一較佳實施例之時滯調節式脈波寬度 調變控制器之架構圖。
第四圖(a)：其係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)調節之 控制策略，電路工作在重載時，時滯調節式脈波寬度調 變控制器各點之理論波形。
第四圖(b)：其係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)調節之 控制策略，電路工作在輕載時，時滯調節式脈波寬度調 變控制器各點之理論波形。
第五圖(a)：其係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)調節之 控制策略，電路工作在輕載時，時滯調節式脈波寬度調 變控制器各點之理論波形。
第五圖(b)：其係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)調節之 控制策略，電路工作在重載時，時滯調節式脈波寬度調 變控制器各點之理論波形。
第六圖(a)：其係使用本案之時滯調節式脈波寬度調變控 制器之Royer換流器之各點電壓波形圖，其中Vin＝
12Vdc,Iin＝0.2A,fr＝117.5kHz輸出功率為2W（輕載）。
第六圖(b)：其係使用本案之時滯調節式脈波寬度調變控 制器之Royer換流器之各點電壓波形圖，其中Vin＝
12Vdc,Iin＝0.88A,fr＝117.5kHz輸出功率為10W（重 載）。
第七圖(a)：其係使用傳統Royer換流器控制IC之輸出控 制波形圖。
第七圖(b)：其係使用某Royer換流器控制IC之輸出控制 波形圖。
第八圖(a)：其係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)之控制 策略，於零電壓偵測及低亮度時，時滯調節式脈波寬度 調變控制器各點之量測波形圖。
第八圖(b)：其係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)之控制 策略，於零電壓偵測及高亮度時，時滯調節式脈波寬度 調變控制器各點之量測波形圖。
第八圖(c)：其係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)之控制 策略，於預設門檻電壓偵測及低亮度時，時滯調節式脈 波寬度調變控制器各點之量測波形圖。
第八圖(d)：其係使用下調式誤差電壓信號(Ve,d)之控制 策略，於預設門檻電壓偵測及高亮度時，時滯調節式脈 波寬度調變控制器各點之量測波形圖。
第九圖(a)：其係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)之控制 策略，於零電壓偵測及低亮度時，時滯調節式脈波寬度 調變控制器各點之量測波形圖。
第九圖(b)：其係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)之控制 策略，於零電壓偵測及高亮度時，時滯調節式脈波寬度 調變控制器各點之量測波形圖。
第九圖(c)：其係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)之控策 制略，於預設門檻電壓偵測及低亮度時，時滯調節式脈 波寬度調變控制器各點之量測波形圖。
第九圖(d)：其係使用上調式誤差電壓信號(Ve,u)之控制 策略，於預設門檻電壓偵測及高亮度時，時滯調節式脈 波寬度調變控制器各點之量測波形圖。
十、申請專利範圍：
1.一種應用於調光式冷陰極管Royer換流器之時滯調 節同步式脈波寬度調變控制器，用以因應一第一電壓與 一第二電壓之控制而產生一輸出電壓，以控制一開關之 動作，進而達成冷陰極管之調光控制，其包含：一定電 流充電器，用以產生該第一電壓；一第一比較器，用以 比較該第二電壓與一第一參考電壓，以產生一觸、發脈 波信號；一第二比較器，電連接於該第一比較器，用以 比較一第二參考電壓與該觸發脈波信號；一第三比較 器，電連接於該定電流充電器，用以比較該第一電壓與 一第三參考電壓；一正反器，電連接於該第二比較器與 該第三比較器，用以因應該第二比較器之輸出與該第三 比較器之輸出而產生一控制信號；一電晶體，其第一端 係接收該控制信號，其第二端係連接於該定電流充電 器，其第三端係接地；一第四比較器，電連接於該定電 流充電器，用以比較該第一電壓與一誤差電壓，以產生 一下調式誤差電壓；以及一第五比較器，電連接於該定 電流充電器，用以比較該誤差電壓與該第一電壓，以產 生一上調式誤差電壓，其中該輸出電壓係選自該下調式 誤差電壓與該上調式誤差電壓其中之一。
2.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該第一電壓係為一線性鋸齒波。
3.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該第二電壓係為一變壓器中心抽 頭點之電壓。
4.如申請專利範圍第3項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該變壓器中心抽頭點之電壓係為 一近弦波電壓信號。
5.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該輸出電壓係為一脈波寬度調變 信號。
6.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該開關係為一降壓功率開關，用 以控制冷陰極管之亮度。
7.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該定電流充電器係為一線性充電 器。
8.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該線性充電器包含一電流源及一 電容。
9.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈波 寬度調變控制器，其中該第二電壓係輸入至該第一比較 器之非反相輸入端，而該第一參考電壓係輸入至該第一 比較器之反相輸入端。
10.如申請專利範圍第9項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一參考電壓係為一零電壓 或一外部設定之門檻電壓。
11.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第二參考電壓係輸入至該第 二比較器之非反相輸入端，而該觸發脈波信號係輸入至 該第二比較器之反相輸入端。
12.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一電壓係輸入至該第三比 較器之非反相輸入端，而該第三參考電壓係輸入至該第 三比較器之反相輸入端。
13.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第三參考電壓係為該定電流 充電器之該電容開始重新充電的最低準位。
14.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該正反器係為一RS正反器。
15.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該電晶體係為一雙極接面電晶 體。
16.如申請專利範圍第15項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該雙極接面電晶體之第一端係 為其基極，第二端係為其集極，第三端係為其射極。
17.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一電壓係輸入至該第四比 較器之非反相輸入端，而該誤差電壓係輸入至該第四比 較器之反相輸入端。
18.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該誤差電壓係輸入至該第五比 較器之非反相輸入端，而該第一電壓係輸入至該第五比 較器之反相輸入端。
19.如申請專利範圍第1項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該定電流充電器所產生之該第 一電壓會在該觸發脈波信號的每一個負緣開始充電，直 到該電容上的電壓達到該第二參考電壓，此時該電容會 藉由該電晶體來作快速放電的動作。
20.一種應用於調光式冷陰極管Royer換流器之時滯 調節同步式脈波寬度調變控制器，用以因應一第一電壓 與一第二電壓之控制而產生一輸出電壓，以控制一開關 之動作，進而達成冷陰極管之調光控制，其包含：一定 電流充電器，用以產生該第一電壓；一第一比較器，用 以比較該第二電壓與一第一參考電壓，以產生一觸發脈 波信號；一第二比較器，電連接於該第一比較器，用以 比較一第二參考電壓與該觸發脈波信號；一第三比較 器，電連接於該定電流充電器，用以比較該第一電壓與 一第三參考電壓；一正反器，電連接於該第二比較器與 該第三比較器，用以因應該第二比較器之輸出與該第三 比較器之輸出而產生一控制信號；一電晶體，其第一端 係接收該控制信號，其第二端係連接於該定電流充電 器，其第三端係接地；以及一輸出電路，電連接於該定 電充電器，用以因該第一電壓與一誤差電壓而產生該輸 出電壓。
21.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一電壓係為一線性鋸齒 波。
22.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第二電壓係為一變壓器中心 抽頭點之電壓。
23.如申請專利範圍第22項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該變壓器中心抽頭點之電壓係 為一近弦波電壓信號。
24.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該輸出電壓係為一脈波寬度調 變信號。
25.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該開關係為一降壓功率開關，
用以控制冷陰極管之亮度。
26.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該定電流充電器係為一線性充 電器。
27.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該線性充電器包含一電流源及 一電容。
28.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第二電壓係輸入至該第一比 較器之非反相輸入端，而該第一參考電壓係輸入至該第 一比較器之反相輸入端。
29.如申請專利範圍第28項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一參考電壓係為一零電壓 或一外部設定之門檻電壓。
30.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第二參考電壓係輸入至該第 二比較器之非反相輸入端，而該觸發脈波信號係輸入至 該第二比較器之反相輸入端。
31.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一電壓係輸入至該第三比 較器之非反相輸入端，而該第三參考電壓係輸入至該第 三比較器之反相輸入端。
32.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第三參考電壓係為該定電流 充電器之該電容開始重新充電的最低準位。
33.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該正反器係為一RS正反器。
34.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該電晶體係為一雙極接面電晶 體。
35.如申請專利範圍第34項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該雙極接面電晶體之第一端係 為其基極，第二端係為其集極，第三端係為其射極。
36.如申請專利範圍第34項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該輸出電路包含：一第四比較 器，電連接於該定電流充電器，用以比較該第一電壓與 一誤差電壓，以產生一下調式誤差電壓；以及一第五比 較器，電連接於該定電流充電器，用以比較該誤差電壓 與該第一電壓，以產生一上調式誤差電壓，其中該輸出 電壓係選自該下調式誤差電壓與該上調式誤差電壓其中 之一。
37.如申請專利範圍第36項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該第一電壓係輸入至該第四比 較器之非反相輸入端，而該誤差電壓係輸入至該第四比 較器之反相輸入端。
38.如申請專利範圍第36項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該誤差電壓係輸入至該第五比 較器之非反相輸入端，而該第一電壓係輸入至該第五比 較器之反相輸入端。
39.如申請專利範圍第20項所述之時滯調節同步式脈 波寬度調變控制器，其中該定電流充電器所產生之該第 一電壓會在該觸發脈波信號的每一個負緣開始充電，直 到該電容上的電壓達到該第二參考電壓，此時該電容會 藉由該電晶體來作快速放電的動作。
十一、圖式：
