主動式負回授之前置放大器

2

,

, =

V

G

V

開根號可得到總輸入相關雜訊電壓的有效值（Vrms）表示結果：

37 .

, 384

,_intot ≅

V

而利用 SPICE 對電路雜訊的模擬，結果顯示在 DC-5GHz 内的總輸入相關 的雜訊電壓的有效值為 311.35μV_rms，與手算的結果存在部分的差異，這主 要應該是由於無法得知所使用製程之精確的 γ 值，但手算與模擬的結果也 都顯示出雜訊的干擾量仍遠小於1 個 LSB 的大小。

另外值得一提的是，圖3.13 中差動輸入訊號（Vin+與Vin-）與差動型式 參考電壓（Vref+與Vref-）的安排是比較好的結果[40]，因為如果把 Vin-從M8 的gate 端改接到 M3 的 gate 端，而把 Vref+從M3 的 gate 端移至 M8 的 gate 端，如此將很容易因為Vin+和Vin-之間如果發生差值很大的情況時，會造成 M2、M3 形成的差動對中有一顆電晶體進入截止（cut-off）工作區，使得電 路無法正確的表示出比較的結果，基於此一觀點，採用圖3.13 的連接方式 會是比較好的選擇。

3.2.2.3 主動式負回授之前置放大器

（Active negative feedback Pre-Amplifier）

由前述的討論可知，多級串接放大器的設計中，每一級放大器的形式 選用二階的放大器來設計製作會有較具效益的功率消耗，且為了在有限的 功率消耗下設計出GBW 較大的放大器，因此我們參考使用了 B. Razavi 所

提出的主動式負回授（Active negative feedback）放大器[34]架構，如圖 3.14 所示。此放大器主要是由高速放大器電路中廣為人知的 Cherry-Hooper Amplifier [44]改良而來的，將原本 Cherry-Hooper Amplifier 中 shunt-shunt feedback 的被動電阻性負回授改成主動式電晶體的負回授方式，能更進一 步提升電路的增益頻寬之乘積（GBW）。

G

V_DD V_DD

Vb

Vb V_b

V_inp

V_inn

V_op V_on

M1 M2 M3 M4 M5

M11 M12 M13

M6 M7 M8 M9 M10

−G

G

圖3. 14 主動式負回授（Active negative feedback）之前置放大器[34]

此類超高速的放大器常見於光纖通訊系統接收端中Limiting Amplifier 的設計上[37]，光纖通訊的領域中，傳輸率動輒都在數 Gbps 的範圍之間，

而Limiting Amplifier 在光纖通訊中所扮演的重要角色就是將前端轉阻放大 器（Transimpedance Amplifier, TIA）所送出微小且變化相當快速的訊號放 大成具有數位邏輯準位的訊號，因此Limiting Amplifier 的設計訴求就是能 夠提供高增益且寬頻（high-gain & wide-bandwidth）的特性，另一方面，在 超高速ADC 的設計當中，所要使用到的前置放大器（Pre-Amplifier）也正 是需要這樣的特性，因此對於我們的設計，使用此種寬頻的放大器將比較 後的微小差值作快速的放大，使類比的差值變成數位型態的結果，應是相

當合適的選擇。

對圖 3.14 的電路作分析，可將其等效成圖 3.15 的架構，Gm1、RL1和 Gm2、RL2 分別代表兩級串接放大器之轉導（transconductance）及其負載，

對應到圖 3.14 中，Gm1由 M1~M3 所構成，Gm2由 M6~M8 所組成，而-Gmf

對照（3.14）與（3.15）式，可得：

2 的單增益頻率(unity-gain frequency)。對一般的放大器來說，單增益頻率可

近似為放大器的增益頻寬之乘積（

GBW

A

f

f

對應（3.15）式，並假設圖 3.16 二階放大器的第一級與第二級為相同的，

圖3.17 為整個比較器之電路（Comparator slice），由寬頻的比較功能電 路Gilbert-Cell 作為輸入級，並以連續三級串接的主動式負回授前置放大器