具偏移量補償功能的比較器級

由於學長[3]所實現的比較器具有功率消耗極低、並且能達到軌對軌的輸 入範圍的特性，極適合應用於我們的設計中。但是其缺點就是該設計會產生 與輸入信號相關（Input-dependent）的偏移電壓（Offset voltage）。

這種與輸入信號相關的偏移量，會隨輸入儀器不同、輸入信號大小、輸 入信號振幅不同而改變，將會對於高解析的 ADC 之效能有極大的影響，所

V _DD : 1 V Fs : 50 kS/s

SNDR : 78.58 dB

ENOB : 12.76 bits

512 points FFT

以若想將其用於我們的設計中，則需要對此偏移量進行消除或補償。根據我 們對目前發表的論文進行研究搜尋發現，大致上有三種能消除比較器的偏移 量方式。

第一種為提出一種低消耗功率之比較器，且具備自我修正偏移量的設計 [1]，而這種的比較器在目前已知的文獻中，尚無人將其實現，主要可能原因 為比較器對於相差極小的差動輸入，較難比較出其差異。

第二種為加入前置放大器來放大這微量的差動輸入，最後的輸出為閂鎖

（Latch）電路，並且每級放大器、以及每級的 Latch 電路都使用消除偏移電 壓的技巧[24]，但是由於我們已經有相當適合的超低耗能比較器，所以不考 慮這個方法。

第三種則是使用前置放大器來降低比較器的偏移量影響，而前置放大器 每級也必須加入消除偏移量的技巧。因為我們已經有合用的比較器，所以我 們採用第三種方式來解決其偏移量的問題，只要能完成軌對軌的低功率前置 放大器，就可以和超低耗能的比較器串接，得到耗能最低的前置放大器與比 較器級。

所使用的具有偏移量補償功能的比較器級如圖 4-11 所示[23,24]，我們 串聯四級的前置放大器以得到想要的增益。

圖 4- 11 具有偏移量補償功能的比較器級

由學長[3]的量測可知，比較器的偏移量（記作 VOScomp）大約為 10mV 左右，若沒解決偏移量的問題，則有效位元將會減少最少 5 位元以上（設計 中一個 LSB 為 0.24

2 1

12 = mV，10mV 約為 40.96 24

.

010 = 個 LSB，約 5-6 位元），

故需要將偏移量降至 2

LSB

以下。推算前置放大器之增益， 0.1

10010 = mV，所 以前置放大器的增益則最少要有 40 dB（100 倍放大）以上，並且由於前置 放大器本身也具有偏移量，故其本身也需要消除其偏移量。

有兩種較簡單的方式可以消除前置放大器的偏移量，第一種是使用前置 放大器使用閉迴路（Close-loop）的方式，採用輸入偏移量消除（Input offset cancellation）的方式[25]。第二種便是使用開迴路（Open-loop）的前置放大 器做成輸出偏移量消除（Output offset storage）的方式[25]。

若使用第一種架構需要前置放大器，則其增益要大於 20 dB 以上才能消 除偏移量，而因為使用的電壓小於 1 伏特，所以要用單級的架構來完成達到 高增益、且又有軌對軌的輸入範圍的放大器較為困難，再加上以閉迴路放大 器來完成，又會有穩定性的問題，故採用第二種方式來做前置放大器的偏移 量消除。

採用第二種方式來完成偏移量消除，其每級的增益必須在 20 dB 以下，

如此最少需要串接兩級以上的前置放大器。且為了讓輸入信號範圍能達到軌 對軌、且在任一個輸入共模電壓位準時的增益都差不多，所以使用了第一級 前置放大器 PA1 當作電壓緩衝器，而前置放大器 PA2_1 及、PA2_2 為主要 的放大器。

因為學長所完成的比較器（圖中標記成 COMP）[3]，在每次比較之後，

都會做一次重置的動作，其重置比較器之信號又與 Clock 有關，所以加入了 前置放大器 PA2_3 用來防止比較器的 Clock feed-through 效應。並且加入了 開關 S3_1 及 S3_2，以防止在儲存偏移量時，Clock feed-through 效應造成儲

存之偏移量不正確。由於 PA2_1 和 PA2_2 之增益，會受到儲存偏移量的電 容（C1、C2、C3、C4）、與佈局後寄生電容之影響，造成其增益衰減，所以 PA2_3 也有補償整體放大器級增益的效果。

前三級因為採用偏移量消除設計，可以視為一 Offset-free 的等效放大器 級，偏移量經 Offset-free 的放大器級衰減回輸入端，其值將要小於

2

VOS VOS

C

輸入端寄生電容都為相等，即為 C_in，由 Post-layout simulation 萃取出其輸入 電容大概為 8f 法拉左右，在設計時將其帶入符合（4.2）式，如此 PA2_3 即 可不用加儲存偏移量的電容。

在提出之比較器級中所用之開關，其要傳遞的信號都為接近 2

V

DD

左右的 電壓，為了避免開關導通性不良的情形，所以都採用 Bootstrapped 的靴帶式 倍壓開關來完成。

由圖 4-3 我們可以了解比較器級內各開關的操作情形，Φ1 用來清除儲 存於 C1~C4 內，前一次轉換所儲存的 Offset 量。Φ2 則為將 PA1、PA2_1 及 PA2_2 的偏移量分別儲存於 C1~C4 中。Φ3 則導通開關 S3_1 和 S3_2 後，開 始進行具有偏移量消除功能的連續近似逼近之動作。

偏移量儲存電容 C1（或 C2）兩個電容總共所儲存的電荷為：

( )

[

2 1 1 2_1

]

1

A

_PA

A

_PA

VOS

_PA

VOS

_PA

C

⋅ ⋅ ⋅ + （4.3）

而 C3（或 C4）兩個電容總共所儲存的電荷為：

[

2 2_2

]

3

A

_PA

VOS

_PA

C

⋅ ⋅ （4.4）

4.2.2.1. 前置放大器（Pre-Amplifier）

為了要得到較好的效能，所以我們希望輸入信號能達到軌對軌，如此便 需要有軌對軌輸入範圍的前置放大器，因此我們分析要使用那一種放大器才 能達到我們的需求。

在低電壓供應下，有二種架構能實現軌對軌的前置放大器電路：一為使 用 Bulk-driven 的架構，其主要是從 Bulk 端來輸入信號，研究[26][27]之架構 發現，Bulk-driven 架構適合用於軌對軌的輸入信號，並且也能使用在低供應 電壓下操作。當使用 PMOS 來當輸入級時，其 Vt_P與 Bulk 電壓的關係式為：

(

F

V

BS F

)

Vt

Vt

_P| | | γ 2φ 2φ

| = ₀ + ⋅ − − （4.5）

其中

Vt

0為當沒有 Body effect 時的臨界電壓，其主要是藉由輸入差動電 運用二極體連接之電晶體或電流鏡、甚至是單純的 Current-source 來做為其 負載。但是由於本設計使用的電壓較低，所以電晶體可能會工作在次臨界區 域（Sub-threshold），故分析這個區域所用到之參數。在這個區域其電流公式 為[30][31][32]：

⎥⎦

其中

η 為次臨界區斜率參數（Sub-threshold slope factor），而 K 為一個

製程相關的參數（Process-dependent parameter），符號

q

V

_T =

kT

為溫度電壓，

在室溫下約為 25mV。而由電流之公式，可推導使用傳統差動放大器工作在 次臨界區時，其小訊號之電導（g_m）參數為：

D

( )

圖 4- 12 提出之操作於低電壓下的軌對軌前置放大器設計

圖 4- 13 供應電壓 1 伏特時 PA1 之頻率響應

圖 4- 14 供應電壓 1 伏特時 PA2 系列之頻率響應

PA2 系列之增益，約 20 dB 左右已經是極限，若增益太大，則當 Offset 過大時，有可能使次級負載趨近飽和。

該具有偏移電壓補償功能的最後一級為比較器，此比較器必須配合前置 放大器能有軌對軌輸入信號範圍，而且可以分辨出前置放大器所放大的微小 差動信號。

4.2.2.2. 比較器（Comparator）[3]

這個電路主要是由學長所提出之設計[3]，其使用 N4 及 N6 來形成之閂 鎖（Latch），並且為了解決 Latch 磁滯的問題，所以加入了重置（Reset）用 電晶體（N3、N5）來減低磁滯的影響，而最後再加一反向器將訊號拉至數

位訊號位準，其架構如圖 4-15 所示。

圖 4- 15 軌對軌之低耗能比較器

此比較器的比較能力最小約為 1mV 左右，加上了前置放大器四級串接 後，可以將相差

2

LSB

的小信號放大到比較器可供比較的位準。但是此種具有 偏移電壓補償功能的比較器級，其頻寬卻被前置放大器一至四號給限制住，

若在之後的設計想把電路往更大的頻寬發展，首先要改良前置放大器的設 計，使其頻寬能更寬。

在文檔中 一種應用於連續近似式類比數位轉換器之數位校正方法 (頁 117-127)