國 立 交 通 大 學
電控工程研究所
碩
碩
碩
碩 士
士
士
士 論
論
論
論 文
文
文
文
可程式化車用功率積體電路
可程式化車用功率積體電路
可程式化車用功率積體電路
可程式化車用功率積體電路
Programmable Power Driving Circuit for
Automobile Applications
研 究 生：盧泓瑋
指導教授：蘇朝琴 陳鴻祺 教授
可程式化車用功率積體電路
Programmable Power Driving Circuit for Automobile
Applications
研 究 生：盧泓瑋 Student : Hung-Wei Lu
指導教授：蘇朝琴 教授 Advisor : Chau-Chin Su
陳鴻祺 教授 Hung-Chi Chen
國 立 交 通 大 學
電控工程研究所
碩士論文
A ThesisSubmitted to Institute of Electrical Control Engineering College of Electrical Engineering and Computer Science
National Chiao Tung University in partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of Master
in
Electrical Control Engineering November 2010
Hsinchu, Taiwan, Republic of China
可程式化車用功率積體電路
研究生 : 盧泓瑋 指導教授 : 蘇朝琴 教授
陳鴻祺 教授
國立交通大學電控工程研究所
摘 要
本論文提出一個使用於汽車上之泛用型功率驅動電路，它可以根據指令提供多樣化的電壓或電流的驅動曲線 (Voltage/Current Driving Profile) 。主要的目的在於以單一電 壓 (12V) 提供多樣化汽車電器所需之驅動功率。初步以提供2A 的電流為目標驗證可行 性。本論文的特色在於可程式的功率積體電路，根據所接受的指令，產生所需要的驅動 信號，來驅動被控制的元件。舉凡車用燈具所需的閃爍頻率或亮暗程度、馬達驅動的電 流大小與驅動曲線、或電子組件的直流電壓，均可以由此一電路提供。如此則能大大的 簡化所需之零件，並降低零件的成本。本論文所產出的可程式功率驅動積體電路預計可 以達到以下之輸出，一、電壓可程式的直流電源以提供電子組件電源，二、頻率、電壓 可程式的交流信號以控制燈具的閃爍與亮度，三、功率曲線可程式之馬達驅動電流以驅 動馬達。俱備了以上三種功能，多數的汽車電器裝備將可以由此一積體電路驅動。 關鍵字: 功率積體電路、系統晶片、車用電子、馬達驅動、直流電壓轉換
Programmable Power Driving Circuit For Automobile
Applications
Student: Hung-Wei Lu
Advisor: Chau-Chin Su
Hung-Chi Chen
Institute of Electrical Control Engineering
National Chiao Tung University
Abstract
This thesis proposes an universal power driving circuit for automobile applications. It can produce the desired voltage or current driving profile, according to the command. The main purpose is to provide multiple driving needs from a single DC power source. The tentative goal is to provide 2A of driving current for the feasibility study purposes. The distinguishing feature is the programmability. According to the command, it can produce the driving signal to driver the driven devices. Not only the flickering frequency and brightness of the light but also the motor driving power profile can be controlled by the circuit. As a result, the cost of the device can be reduced significantly. The proposed programmable power driving circuit is able to produce the following outputs. The first one is the voltage programmable DC power source for electronic equipment, The second one is frequency and voltage programmable for light control. The third one is the power driving profile programmable motor driver. With the above three functions, the majority of the electrical parts in an automobile can be driven by this circuitry.
誌謝
誌謝
誌謝
誌謝
在這兩年多的研究生活首先要感謝的是我的指導教授，在一開始研究還沒方向時總 是給了我們許多的建議及指導，讓我們能在錯誤的研究中找到正確的方向，也常常告訴 我們研究必須了解它背後的物理意義，不要只是一昧的靠模擬來研究，使我們在研究上 獲益良多。 在研究上要感謝仁乾學長及陳契霖學長在 Power IC 上面給了我許多的指導以及建 議，讓我在研究上所遇到的問題能迎刃而解。這邊也感謝庭佑學長及長官在硬體方面給 了我們許多協助，使我們能專心的研究。也感謝于昇、鈞藝、哲瑋、博祥、群育、修明 及盈杰學長再這兩年的研究生活一起討論學術一起成長。最後要感謝 918 lab 的學弟軍 團：璟伊、澤勝、昶志、弘宇、 順裕、佳容、Mark、阿 Mon、嘉哲、蔡倫、可謙在研 究之時往往是枯燥的，但是有你們的陪伴使 918 lab 更加溫馨歡樂，雖然現在即將畢業 理當興奮期待，但要離開你們卻非常不捨，希望將來大家畢業邁入工作，為自己的人生 打拼之時，都能闖出自己的一片天空。 最後則是感謝我的家人，媽媽、爸爸、奶奶、姐姐及妹妹，雖然父親在我高中時過 世，但我在他身上學到了負責兩個字，對家人對事業對自己。而母親在父親過世之後則 是負起家裡得重擔，使我們三個孩子能在學業上專心的學習。在這兩年的研究生活中母 親總是無時無刻的關心我，讓我在研究時能提起精神。也感謝奶奶、姐姐及妹妹能在背 後支持我。目錄
目錄
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目錄
摘
摘
摘
摘 要
要
要
要 ...i
Abstract ...ii
誌謝
誌謝
誌謝
誌謝 ...iii
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目錄 ...iv
圖目錄
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圖目錄 ...vii
表目錄
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表目錄 ...x
第一章
第一章
第一章
第一章 ...1
緒論
緒論
緒論
緒論 ...1
1.1 簡介 ...1 1.2 研究動機 ...2 1.3 論文結構 ...5第二章
第二章
第二章
第二章 ...6
數位控制直流
數位控制直流
數位控制直流
數位控制直流-直流切換式電源供應
直流切換式電源供應
直流切換式電源供應
直流切換式電源供應、
、
、
、LED 及直流馬達
及直流馬達
及直流馬達
及直流馬達基本原理
基本原理
基本原理
基本原理...6
2.1 直流-直流降壓電路基本原理...6 2.1.1 類比直流-直流降壓電路操作原理...7 2.1.2 輸出濾波器設計...9 2.1.3 數位直流-直流降壓電路基本架構及操作原理... 11 2.1.4 類比數位轉換器...12 2.1.5 數位正比積分微分控制器（PID）補償器 ...14 2.1.6 數位脈波寬度調變(DPWM)...162.2LED 及馬達基本操作原理...22
第三章
第三章
第三章
第三章 ...25
可程式車用功率積體電路設計
可程式車用功率積體電路設計
可程式車用功率積體電路設計
可程式車用功率積體電路設計...25
3.1 驅動晶片系統設計及規格制定 ...25 3.1.1 可程式車用功率積體電路系統設計...25 3.1.2 規格制定...27 3.2Σ∆ 數位脈波寬度調變電路...29 3.2.1 數位脈波寬度調變電路基於雜訊整形概念...29 3.2.2 一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路 ...32 3.2.3 二階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路 ...40 3.3 誤差類比數位轉換器...43 3.4 數位正比積分微分補償器...45第四章
第四章
第四章
第四章 ...51
模擬結果
模擬結果
模擬結果
模擬結果 ...51
4.1 計數模式數位脈波寬度調變數位降壓電路模擬驗證 ...51 4.2 二階 Σ∆雜訊整形迴路數位脈波寬度調變數位降壓電路模擬驗證 ...55第五章
第五章
第五章
第五章 ...58
FPGA 驗證結果
驗證結果
驗證結果
驗證結果 ...58
5.1 車用電子測試環境及硬體架構 ...58 5.2 直流-直流降壓電路驗證...61 5.3 馬達及 LED 驗證 ...68第六章
第六章
第六章
第六章 ...71
結論
結論
結論
結論 ...71
參考文獻
參考文獻
參考文獻
參考文獻 ...72
圖目錄
圖目錄
圖目錄
圖目錄
圖 1. 汽車電路導線佈局示意圖...2 圖 2. 電源線通訊汽車電路導線佈局示意圖...3 圖 3. 可程式化車用功率積體電路示意圖...3 圖 4. 四組開關推動馬達、LED 及降壓電路 ...3 圖 5. 直流-直流降壓電路基本架構[1]...7 圖 6. SW(t), LX(t)及 Vout(t)波形圖[1] ...7 圖 7. 直流-直流降壓電路[6]...8 圖 8. 直流-直流降壓電路穩態波形圖[6]...9 圖 9. 輸出濾波器[2] ...10 圖 10. ic(t)及 Vout(t)波形圖[2] ... 11 圖 11. 數位直流-直流降壓電路方塊圖[7]... 11 圖 12. 誤差類比數位轉換器、數位補償器及數位脈波寬度[7] ...12 圖 13. 開關切換時所造成的切換雜訊[6] ...13 圖 14. 窗型類比數位轉換器輸入及輸出轉換圖[6] ...14 圖 15. 數位補償器方塊圖[6] ...15 圖 16. 數位補償器方塊圖基於查表法[6] ...16 圖 17. 數位類比轉換圖...17 圖 18. 脈波工作週期解析度與輸出電壓關係圖[6] ...18 圖 19. 計數器模式數位脈波寬度調變[6] ...19 圖 20. 延遲線模式數位脈波寬度調變[6] ...20 圖 21. 混合計數延遲線模式數位脈波寬度調變電路[6] ...21 圖 22. ∆Σ數位脈波寬度調變電路[6] ...22 圖 23. LED 操作電路圖 ...22 圖 24. 馬達等效模型[18] ...23 圖 25. 馬達轉向示意圖...24 圖 26. H 橋驅動馬達[18] ...24 圖 27. 整合馬達、LED 及降壓電路 ...26 圖 28. 數位脈波寬度調變電路採用∆Σ調變[9] ...26 圖 29. 可程式車用功率積體電路系統...27 圖 30. 可程式車用功率積體電路系統時間流程圖...27 圖 31. 直流-直流降壓電路系統方塊圖[6]...28 圖 32. 基本 Σ∆ 雜訊整形迴路架構[6] ...29 圖 33. Σ∆ 雜訊整形迴路架構-加了雜訊[6] ...30 圖 34. Σ∆ 雜訊整形迴路數位脈波寬度調變頻譜分析[6] ...32 圖 35. 基本一階雜訊整形迴路數位脈波寬度調變[3] ...33 圖 36. 一階誤差回授 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路[6]...35圖 37. 一階 Σ∆ 雜訊整型迴路訊號圖(a)高解析度 d[n] 及內部 x[n](b)低解析度 d[n](c)誤差值 eT[n][6] ...37 圖 38. 一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路 Simulink 模型圖[19]...38 圖 39. 一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路模擬結果 ...39 圖 40. 二階誤差回授 Σ∆ 雜訊整形迴路數位脈波寬度調變[6] ...40 圖 41. 二階 Σ∆ 誤差回授雜訊整型迴路訊號圖(a)高解析度 d[n] 及內部 x[n](b)低解 析度 d[n](c)誤差值 eT[n][6] ...41 圖 42. 二階 Σ∆ 誤差回授雜訊整型數位脈波寬度調變電路 Simulink 模型圖[19]...42 圖 43. 二階 Σ∆ 誤差回授雜訊整型數位脈波寬度調變電路模擬結果 ...42 圖 44. (a)誤差類比數位轉換器編碼(b) 誤差類比數位轉換器輸入與輸出對應圖...44 圖 45. (a)數位降壓電路系統方塊圖(b)降壓電路系統轉移函式圖[22] ...45 圖 46. Gc(s)輕載及重載的頻率響應圖...47 圖 47. 系統 T(s) 頻率響應圖 ...48 圖 48. 連續訊號 T(s)及尤拉和雙線性開迴路 T(z)的頻率響應圖 ...49 圖 49. 正比積分微分補償器基於查表法...50 圖 50. (a)計數器模式數位脈波寬度調變降壓電路系統模型(b)數位脈波寬度調變 電路模型(c)功率區塊模型(d)數位正比積分微分補償器...52 圖 51. 計數器模式數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 1.5V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...53
圖 52. 計數器模式數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 3V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...53
圖 53. 計數器模式數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 5V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...54
圖 54. 計數器模式數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 9V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...54
圖 55. (a)二階 Σ∆ 雜訊整形迴路數位脈波寬度調降壓電路系統模型(b) 二階 Σ∆ 雜訊整形迴路調變...55
圖 56. 二階 Σ∆ 數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 1.5V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...56
圖 57. 二階 Σ∆ 數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 3V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...56
iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t)
及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...57
圖 59. 二階 Σ∆ 數位脈波寬度調變負載抽載輸出電壓 9V 模擬圖 (a)輸出負載 iload(t)、電感電流 iL(t)、輸出電壓 Vout(t)及誤差值 e[n] (b)負載 500mA 時 iL(t) 及 Vout(t) (c)負載 1A 時 iL(t)及 Vout(t) ...57 圖 60. 車用電子電源線通訊及可程式車用功率積體電路示意圖...58 圖 61. (a)車用電子電源線通訊及可程式車用功率積體電路實際圖(b)接收端 （RX）、馬達、LED 及降壓電路(c)傳輸端(TX)及開關 ...59 圖 62. 直流-直流降壓印刷電路板子元件佈局圖...60 圖 63. (a)直流-直流降壓印刷電路板子實際圖(b)馬達及 LED 印刷電路板子實際圖...60
圖 64. 輸出 1.5V(no load) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...61
圖 65. 輸出 1.5V(load=500mA) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...62
圖 66. 輸出 3V(no load) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...62
圖 67. 輸出 3V(load=600mA) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...63
圖 68. 輸出 5V(no load) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...63
圖 69. 輸出 5V(load=500mA) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...64
圖 70. 輸出 9V(no load) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電 ...64
圖 71. 輸出 9V(load=600mA) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...65
圖 72. 輸出 1.5V(Vin=5V) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...66 圖 73. 輸出 3V(Vin=5V) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...66 圖 74. 輸出 5V(Vin=6V) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...67 圖 75. 輸出 9V(Vin=10V) ，Vout(t) (a)平均值 (b)漣波大小 (c)每週期充放電...67 圖 76. 馬達轉速(a)轉速 20%(b)轉速 50%(c)轉速 80% ...68 圖 77. LED 亮度的調控圖(a)亮度 20% (b)亮度 50% (c)亮度 80%...69 圖 78. LED 頻率的調控(a)頻率 6Hz(b)頻率 3Hz(c)頻率 1.5Hz(d)頻率 0.75Hz ...69 圖 79. LED 亮度時間的調控，這邊設定頻率為 0.75Hz，亮度為 50%(a)亮度時間 20%(b)亮度時間 50%(c)亮度時間 80%...70
表目錄
表目錄
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表 1. 32 位元控制指令及功能說明...5 表 2. 數位降壓電路的規格如表所示...28 表 3. d[n]為 50 經由一階 Σ∆ 雜訊整形迴路所觀察到輸出 dlr[n][9] ...34 表 4. 誤差類比數位轉換器編碼...44 表 5. 計數器模式數位脈波寬度調變降壓電路負載變化下輸出電壓性能表現...52 表 6. 二階 Σ∆ 雜訊整形迴路數位脈波寬度調變降壓電路負載變化下輸出電壓性 能表現...55 表 7. 5 位元控制指令表...59 表 8. 輸入電壓為 12V，輸出電壓在不同的負載的性能表現 ...61 表 9. 在無負載狀態下，輸出電壓在不同輸入電壓的性能表現...65第一章
第一章
第一章
第一章
緒論
緒論
緒論
緒論
1.1 簡介
簡介
簡介
簡介
由於科技的進步，汽車的結構日益複雜，越來越多的電子產品被使用在汽車上面。 複雜的如DVD影像播放器、GPS 導航系統、汽車前後防撞雷達、恆溫獨立空調等等， 簡單的如LED 尾燈、迎賓車門燈、電動天窗、電動窗、電動座椅等等，都可以看到電 的影子。平價的車子，電子所佔的汽車成本比重約為15~25%，而高級車可以佔到超過 50% 的汽車成本。這顯示汽車電子的重要性逐年攀升。更有甚之全球的石油供給量越 來越吃緊，預估在2050 年將耗盡所有的石油，能源危機的不僅不會疏解，反而會越來 越重。油電混合車只是過渡時期的產品，氫燃料車又還不成熟，未來的車可能還是比較 可能採用全電動方式。如之前在美國加州發表的 Tesla 就是一台全電動的跑車，售價十 萬美元，其中的馬達與電源總成由台灣製作。到了電動車的年代，電器設備的使用就會 更高，將會達80%以上。下圖1所示為一個電相關的基本系統，每一個開關、燈具、驅 動點，都有一條特定的導線或匯流排，將指令由開關處傳送至儀表板，然後再將動作指 令傳到受驅動點。據統計汽車的總共有超過300 條以上長短不一的導線，複雜的高級轎 車甚至有超過500 條的導線，總長度超過1000 公尺。以電動窗為例，它就有一條線拉 到電動窗的開關處，將開關的指令傳至儀表板後方，再把指令由另一條專線傳至該電動 窗，方向燈與車頭燈亦有相同的機制。這些來來回回的線路，使得汽車的繞線非常的複 雜。不僅造成維修的困難，也是可靠度一個非常大的威脅。下圖所示為汽車電路線的示 意圖，實際的複雜度遠超過此一圖示。複雜的繞線，除了提高生產成本與增加維修困難 外，也嚴重的影響汽車的可靠度。圖1. 汽車電路導線佈局示意圖
1.2 研究動機
研究動機
研究動機
研究動機
本計畫提出一個汽車專用的電源線通訊技術，並結合可程式的功率積體電路，根據 所接受的指令，產生所需要的驅動信號，來驅動被控制的元件。以燈具控制而言，方向 燈、煞車燈、車內燈、倒車燈、緊急燈等，均有不同亮度與閃爍頻率的需求，LED 與 傳統燈泡亦有不同之驅動電壓與模式。以馬達驅動而言，自動車窗馬達、電動座椅、天 窗馬達、天線馬達、甚至汽車驅動馬達等，亦有不同的驅動能力與模式。本計畫提出的 汽車功率SoC，能夠經由電源線來傳送指令，並且根據所接收到的指令，調整輸出的電 壓電流大小、閃爍頻率、甚至到馬達驅動的電壓電流曲線 (Voltage/Current Profile)。如 此，多數的車上電器裝備，都可使用此一晶片進行驅動，而汽車也只有一條電源線，更 有甚之，此電源線為單一條串聯線，不需要向傳統的平行佈線方式。如此則能大大的減 少佈線的使用，也能夠提昇汽車的可靠度，降低汽車的生產成本。下圖2所示為一個利 用本技術所產出的汽車佈線示意圖。在這邊我們可以看到電源線上面會有許多的驅動晶 片，而每顆驅動晶片內部的方塊圖如下圖3所示包含了解碼、拴鎖，以及控制電路。車 用電子電源線通訊顧名思義則是訊號是由電源上傳遞，在這邊傳送的訊號為每次32位 元。每顆晶片在電源線上都它有自己的位址，所以每次收到資料時都必須做一次解碼的 動作，看看是否要動作。我們可以看到驅動晶片的輸出有四組訊號，每一組訊號分別給 P及N型的功率電晶體來推動馬達，LED或降壓電路如圖4所示。圖2. 電源線通訊汽車電路導線佈局示意圖
圖3. 可程式化車用功率積體電路示意圖
如圖4所示這邊定義每一組開關由P及N型功率電晶體所組成，圖4所示共有四組的開 關。在可程式化車用功率積體電路晶片如圖3所示有32位元的輸入、一時脈以及四組的 輸出訊號，而每組的輸出訊號分別給一組開關，也就是P及N型的功率電晶體。在整個計 畫裡面我們希望能藉由32位元的輸入指令，使得每一組的輸出訊號可以達到控制馬達、 LED及降壓電路。表1所示為驅動晶片的輸入指令共32位元，這邊分別來解釋這32位元 的功能: Address : 共有8位元，可以選擇電源線上的驅動晶片 Reset : 清除開關 Mode : 選擇開迴路模式(LED、馬達)或閉迴路模式(降壓電路[1, 2]) Switch : 選擇要使用哪一組開關(每顆驅動晶片有 4 組輸出訊號) PMOS : 選擇開關上 P 功率晶體要全關、全開、由控制器決定或控制器的反向決定 NMOS : 選擇開關上 N 功率晶體要全關、全開、由控制器決定或控制器的反向決定 Frequency : 選擇頻率((LED 、馬達) on_time : 在 LED 閃爍時可以選擇它亮的時間長短(0%~100%) data : 在 LED 、馬達使用下控制它的亮度或轉速，在降壓電路使用下可以當作 輸出電壓的調整。 由於功率驅動晶片共有 4 組的輸出控制訊號，每一組分別為控制 P 功率晶體及 N 功 率晶體，在此篇論文每一組的控制訊號皆能控制馬達、LED 及降壓電路。接下來分別了 解馬達、LED 及降壓電路的基本控制原理 ，可觀察到它們有共通的電路則是數位脈波 寬度調變。此篇論文採用的則是二階的 Σ∆ 整形雜訊( Noise-Shaping)迴路[3, 4]數位脈波 寬度調變電路，它有許多優點，分別為低功率消耗、可操作在高速，在這邊最主要是能 將馬達、LED 及降壓電路結合在一起，節省面積及功率消耗。
表1. 32位元控制指令及功能說明
Command Number of Bit Symbol Function Address b24~b31 a0~~a7 select chip
Reset b23 r reset switch Mode b22 m close or open loop Switch b20~b21 s0~s1 select switch
Pmos b18~b19 P0~P1 00=off, 01=on, 10=control, 11=control_bar Nmos b16~b17 N0~N1 00=off, 01=on,
10=control, 11=control_bar Frequency b13~b15 f0~f2 000=24kHz, 001=190Hz
010=6hz, 011=3Hz 100=1.5Hz, 101=0.75Hz On_time b8~b12 t0~t4 on time control
Data b0~b7 d0~d7 PWM control
1.3 論文
論文
論文
論文結構
結構
結構
結構
本論文內容分成五個章節。第一章為緒論，簡介發展現況、研究動機以及論文結構。 第二章為數位直流-直流切換式電源供應、馬達及 LED 基本原理，一開始先介紹降壓電 路的基本操作原理，接下來進入類比降壓電路基本架構，最後則是進入數位降壓電路。 第三章節則是介紹可程式車用功率積體電路設計的規格制定及設計流程。第四章節則是 使用 Matlab/Simulink 模擬數位降壓電路在不同數位脈波寬度調變電路負載變化時所看 到輸出的狀態。第五章節則是使用 FPGA 驗證整體電源線通訊(PLC)可程式車用功率積 體電路，利用兩塊 FPGA 分別當傳送端(TX)及接收端(RX)和可程式車用功率積體電路， 訊號藉由 DC12V 的電源線傳送達到控制馬達、LED 及降壓電路。第二章
第二章
第二章
第二章
數位控制直流
數位控制直流
數位控制直流
數位控制直流-直流切換式電源供應
直流切換式電源供應
直流切換式電源供應、
直流切換式電源供應
、
、
、
LED 及直流馬達基本原理
及直流馬達基本原理
及直流馬達基本原理
及直流馬達基本原理
在這一章節主要是介紹數位控制直流-直流切換式電源供應、LED 及直流馬達的基 本原理。一開始先從基本的直流-直流降壓電路每週期的充放電看起，可得到輸出電壓 跟輸入電壓的關係式，接下來進入類比直流-直流降壓電路系統面的分析，裡面包含類 比的補償電路、脈波寬度調變電路及輸入濾波器的設計。當類比直流-直流降壓電路分 析完之後再進入數位直流-直流降壓電路，數位直流-直流降壓電路則是將輸出類比訊號 經由類比數位轉換器轉為數位碼之後進入數位補償電路、數位脈波寬度調變電路產生脈 波寬度調變達到與類比直流-直流降壓電路相同的功能。最後則是介紹 LED 及馬達的驅 動原理。2.1 直流
直流
直流-直流降壓電路基本原理
直流
直流降壓電路基本原理
直流降壓電路基本原理
直流降壓電路基本原理
如下圖 5 所示我們可以看到為直流-直流降壓電路的基本的操作原理[1, 2]。當 SW(t) 切到 1 時，此時 LX(t)的電位為 Vin，電感上產生一電位差進而產生電流流向輸出電容充 電，當 SW(t)切到 2 時， LX(t)的電位降為地，由於電感電流為持續性的，電感上的電位 差為反方向，故在電感上的電流會像三角波隨著切換週期而充放電，最後到達穩態狀 態，這邊可以得到輸出電壓與輸入電壓關係式，如式(2.1)所示，D 為工作週期，Ton 為 充電時間，Tsw為切換週期。( ) . out in V t =D V (2.1) on sw
T
D
T
=
(2.2) 圖5. 直流-直流降壓電路基本架構[1] 圖6. SW(t), LX(t)及 Vout(t)波形圖[1]2.1.1 類比直流
類比直流
類比直流
類比直流-直流降壓電路操作原理
直流降壓電路操作原理
直流降壓電路操作原理
直流降壓電路操作原理
如下圖 7 所示可以看到整體類比直流-直流降壓電路共包含了三個部份，分別為功 率區塊(Power Stage)、補償電路[5]（Compensator）及脈波寬度調變(PWM)。在功率區塊 裡面包含了 P 及 N 型功率電晶體、輸出電感及電容。而補償電路部分則是由比較器、補 償電阻及電容所組成的，最後脈波寬度調變電路則是由補償電路的輸出和鋸齒波產生器 經由比較產生脈波寬度調變。整體系統行為模式則是一開始輸出電壓 Vout(t)初始值為0V，此時代參電壓(Bandgap Reference)會做緩啟動，輸出電壓 Vout(t)經由衰減器 Rfbh及 Rfbl產生回授電壓 Vfb(t)，此回授電壓會一直鎖著代參電壓，這兩點電壓的誤差值經由補 償電路所產生的 Ve(t)，再經由比較器和鋸齒波作比較，所產生的脈波寬度調變來控制電 晶體開啟多一點或少一點，使得 Vout(t)鎖住 Vref。上述所提到的緩啟動主要用來避免脈 波寬度調變電路一開始為全開狀態，造成電感上電流及輸出電壓暴衝而損毀電路及元 件， 圖7. 直流-直流降壓電路[6] 如下圖 8 所示，此波型圖是在穩態狀態下分析。一開始由 P 電晶體開啟 N 電晶體 關閉，可觀察到 LX(t)上的電壓會等於 Vin的電壓，此時在電感上的跨壓會是 Vin－Vout(t)， 電感上的電流 iL(t)會隨著時間而線性上升，電感電流 iL(t)會流入兩條路徑，第一條路徑 則是輸出負載，此負載電流趨進於直流電流，第二條路徑則是流入輸出電容，由於直流 電流已流入輸出負載，故在輸出電容上的電流則為 iL(t)的充電電流，此電流會造成輸出 電壓上升。當 P 電晶體所關閉 N 電晶體開啟，LX(t)上的電壓會等於地的電壓，此時在 電感上跨壓為-Vout(t)，電感上的電流會持續的流，但由於電感上的壓降已變為反向，故 電感上的電流 iL(t)會隨著時間而線性下降，由於輸出負載維持直流電流，輸出電容會吐
圖8. 直流-直流降壓電路穩態波形圖[6]
2.1.2 輸出濾波器設計
輸出濾波器設計
輸出濾波器設計
輸出濾波器設計
在這邊討論一下輸出濾波器的設計，輸出濾波器由下圖 9 所示由電感、電容及一負 載電阻所組成，要如何決定這一些被動的元件的大小，對整個系統的穩定度及輸出電壓 上的漣波(Ripple)有很大的影響。這邊知道電感上的電流在每一週期的充放電如式(2.3)， Tsw為每一切換頻率的之週期。
in out L sw V V i D T L − ∆ = i i (2.3) 經由下圖 9 所示，電感上的電流可以拆為兩部分來看，第一部分為直流部份會等於 負載所抽的電流 ILoad，第二部份則是經由每週期的充放電在直流上面的漣波 ∆iL，會等 效於電容上面的電流 ∆iC。輸出電壓上的漣波大小則是 ∆iC在輸出電容及輸出電容上面 的寄生電阻(ESR)所影響造成的，RC為電容上的等效串聯電阻(ESR)，RL為電感上的直 流電阻(DCR)。 在輸出電容上寄生電阻上所造成的輸出漣波影響為： L C i i ∆ = ∆ (2.4) out L C V i R ∆ = ∆ i (2.5) 而在輸出電容的影響則為： Q=I Ti =C Vi (2.6) 1 2 2 2 sw L out T i C V ∆ = ∆ i i i (2.7) 8 sw L out T i V C ∆ ∆ = i (2.8) 故輸出電壓漣波的大小或電感上的電流漣波的大小，都可以參考這些式子來設計出 這些被動元件。另外一方面我們知道這邊的LC再整個系統的裡面會產生一組共軛的雙 極點，在這邊我們會設計 2 sw LC>>ω− ，使得切換頻率的雜訊在這系統裡面可以被濾掉。 圖9. 輸出濾波器[2]
圖10. ic(t)及 Vout(t)波形圖[2]
2.1.3 數位直流
數位直流
數位直流
數位直流-直流降壓電路基本架構及操作原理
直流降壓電路基本架構及操作原理
直流降壓電路基本架構及操作原理
直流降壓電路基本架構及操作原理
在這邊介紹一下數位直流-直流降壓電路基本架構及操作原理[6, 7]，如下圖 11 所示 數位降壓電路跟類比降壓電路的動作原理其實是一樣的，經由鎖住參考電壓，達到所需 要的輸出電壓。在這邊可以看到數位降壓電路所包含的方塊電路有功率區塊、類比數位 轉換器、數位控制補償器以及數位脈波寬度調變。整個系統的動作為輸出電壓經由一衰 減器，所得到的回授電壓經由類比數位轉換器得到數位碼，將會和參考碼 Vref[n]作相減 的動作，所得到的誤差信號 e[n]將會進入數位補償電路，此數位補償電路在類比補償電 路當中則為放大器、補償電阻及電容所組成的。在數位補償電路當中可以使用正反器及 其邏輯閘來合成。經由數位補償電路所出來的值為 d[n]，則是脈波寬度調變的工作週期 比值(duty-ratio)，最後則是產生 cp(t)及 cn(t) 脈波寬度調變進入功率區塊對電感電容充 放電進而達到降壓的效果。 圖11. 數位直流-直流降壓電路方塊圖[7]2.1.4 類比數位轉換器
類比數位轉換器
類比數位轉換器
類比數位轉換器
在整個數位降壓電路當中，類比數位轉換器[7]所扮演的角色則是它們的溝通介面， 可以由下圖 12 觀察，在每一次類比數位轉換器取樣輸出電壓經由衰減器 Kdiv的值轉換 為數位的碼之後，將和我們的參考電壓碼作相減動作，所得到的的誤差值 e[n]將是我們 進入補償器重要的資訊。 -1 z -1 z -1 z 圖12. 誤差類比數位轉換器、數位補償器及數位脈波寬度[7] 類比數位轉換器的輸入動態範圍對整個系統則是相當重要，它的輸入動態範圍必須 要能容忍輸出電壓經由衰減器後的電壓值，當輸出在鎖定參考電壓或負載被抽載時才能 有效的將輸出電壓的取樣回授到系統當中。另外一議題則是如何決定類比數位轉換器的 解析度[8]，我們可以觀察式子(2.9)，nA/D表示類比數位轉換器的位元數，∆Vq則是類比 數位轉換器的最低位元解析度。整體數位降壓電路必須滿足此式子， Kdiv則是輸出的衰 減器，∆Vout則是輸出上能容忍的漣波大小。 / _ max / _ min / log (2 ) A D A D A D q V V n V − = ∆ (2.9) q div vout V K V ∆ ≥ i∆ (2.10) 接下來討論切換雜訊對類比數位轉換器的影響，我們可以知道類比數位轉換器是在 對輸出電壓作取樣，前面討論到的都是在穩態當中將輸出電壓當作是直流電壓取樣，但 在實際當中如圖 13 所示，可以發現在每一週期切換時，都會有切換的雜訊所產生，此切換雜訊則是由寄生的電容在開關切換時經由耦合所產生的尖波(Spike)。當類比數位轉 換器取樣到切換雜訊，此時回授到數位補償器的誤差值將會變動的很激烈，進而影響到 整個系統的鎖定狀況。 圖13. 開關切換時所造成的切換雜訊[6] 在此數位降壓電路系統可以採用窗型類比數位轉換器(Window ADC)[6, 7, 9, 10]下 圖 14 為窗型類比數位轉換器輸入及輸出的轉換圖，它在數位直流-直流降壓電路有三個 優點，第一優點由於它的作法是將誤差類比數位轉換器(EADC)後面再加個編碼，編碼 過後的誤差 e[n]將會限制在-4~+4 之間，也就是當誤差類比數位轉換器輸出的值超過+4 或-4 時將它會飽和掉，由於誤差類比數位轉換器的輸出只有-4~+4，故後面那一級的數 位補償器可以減少很大的面積成本及計算的功率消耗。第二優點則是在數位直流-直流 降壓電路可以省去緩啟動(Soft Start)電路，在類比直流-直流轉換器中會在代差參考電壓 (Bandgap)做緩啟動，使代差參考電壓慢慢的上升，因此脈波寬度調變才不會一開始就是 全開狀態使得電感上的電流及輸出電壓暴衝，窗型類比數位轉換器也等同於這一原理， 在電路剛啟動時誤差量 e[n]為+4 經由數位補償器之後所產生的脈波寬度則是慢慢增大 其功能等效於緩啟動。第三優點則是可以減少切換頻率雜訊對系統的影響，在這邊將每 一誤差的量化 ∆Vq設計不等距離，當取樣到有切換頻率雜訊時，誤差可以由之前的非常 大到現在設計的-1 或+1，對數位補償器來說雜訊的敏感度降低了。
圖14. 窗型類比數位轉換器輸入及輸出轉換圖[6]
2.1.5 數位正比積分微分控制器
數位正比積分微分控制器
數位正比積分微分控制器
數位正比積分微分控制器（
（
（
（PID）
）
）補償器
）
補償器
補償器
補償器
數位補償器[11]在整體數位降壓電路其功能等同於類比的補償器，但兩者的設計方 式不一樣。類比的作法是將輸出電壓經由衰減器後和參考電壓經由放大器和補償電容及 電阻出來的連續 e(t)訊號，經由和鋸齒波比較產生脈波。而數位補償器的作法則時將誤 差類比數位轉換器的輸出 e[n]經由數位補償器計算出 d[n]。 在這邊將使用離散的控制法[12]藉由類比的補償轉移函式轉換為數位的正比積分微 分控制器。首先設計時我們會將類比直流-直流降壓電路整個系統還沒加上類比補償電 路的轉移函式導出來，先評估整個系統在開迴路想達到的單位頻寬增益(Unit Gain Bandwidth)及相位邊界(Phase Margin)。式子(2.11)可看到使用正比積分微分控制器，在 低頻加入一個極點使系統的穩態誤差變小，而零點可以補償系統的相位邊界。 2 2 1 ( ) ( ) ( ) c z z c s s Q D s G s E s s ω ω + + = = (2.11) 當類比的補償轉移函式 Gc(s)導出來之後，將 s 平面轉到 z 平面上。在數位的控制系 統[12]或數位訊號處理[13]的書上有提到我們可以利用尤拉規則(Eular’s Rule)、雙線性轉 移(Bilinear Transform)或零極點映射(ZPM)，即可達到 z 平面上轉移函式，如下式(2.12) 是由 Gc(s)轉為 Gc(z)。1 2 1 ( ) ( ) ( ) 1 c D z a bz cz G z E z z − − − + + = = − (2.12) 當設計出在 z 平面上的轉移函式，可知道在 z 平面上對應到時間平面上它是離的訊 號。接下來則是將 Gc(z)轉為到離散時間如下式(2.13)所表示。可觀察到 e[n]為誤差類比
數位轉換器的誤差值，而 e[n-1]及 e[n-2]則是 e[n]上一個及上上一個狀態值。d[n]則是我 們系統脈波寬度工作週期比值，而 d[n-1]則是上一個狀態值。
[ ] [ 1] [ ] [ 1] [ 2]
d n =d n− +a e ni +b e ni − +c e ni − (2.13)
當設計出直接形式(Direct Form)，接下來就是將它實現為電路，可以發現在式子(2.13)
當中需要的數位元件當中有 D型正反器、乘法器及加法器。我們可以將式子(2.13)由圖 15所表示。可以看到圖當中需要三個乘法器達到a.e[n]、b.e[n-1]及c.e[n-2]，三個D型 正反器達到儲存上一個狀態值，最後則是加法器。這邊可以看到一個相當嚴重的問題則 是功率消耗會相當的大，原因是裡面的乘法器，使用乘法器會耗費掉很大的面積以及耗 費很多的時間在計算，故產生大的功率消耗。 -1
z
-1z
-1z
圖15. 數位補償器方塊圖[6] 故這邊採用查表法(Look Up Table)[7, 14]如圖 16 所示的方式來取代圖 15 的乘法 器，所謂的查表法則是說表格裡面已經儲存了所有輸入會發生的可能性，每一輸入值將 會對應到一個輸出值，舉例來說圖16裡面的Table A他表格裡面所包含地資訊為a.e[n]， 不管輸入e[n]為什麼值，它能相當快的對應出一輸出值，故這非常適合在高速及低功率的應用中，唯一的缺點它需要大的面積。但在我們這整個系統的設計當中，由於前一級 我們是採用窗型類比數位轉換器，所以我們的誤差訊號 e[n]是介於-4~+4 之間，使用查 表法我們的輸入只有九種狀態，查表裡面所需的面積即可大大的減少。 -1
z
-1z
-1z
圖16. 數位補償器方塊圖基於查表法[6]2.1.6 數位脈波寬度調變
數位脈波寬度調變
數位脈波寬度調變
數位脈波寬度調變(DPWM)
在這邊所看到的數位脈波寬度調變在整個數位控制系統當中的功用是將離散的訊 號轉為連續訊號，也就是將前一級數位補償電路輸出的工作週期控制訊號 d[n]轉為連續 的脈波寬度訊號 c(t)如圖 17 所示。在這邊我們探討一下 d[n]對輸出 Vout(t)的影響是什麼， 在前面的章節有提輸入電壓 Vin 於輸出電壓 Vout(t)關係由式子(2.1)表示，在數位降壓電 路的系統當中 d[n]於 D 兩者是可以相應對的如下式(2.14)，Ndpwm為數位脈波寬度調變的 位元數而 ∆d 為它的解析度，當 Ndpwm趨近於無限大時數位脈波寬度調變就等同於類比 脈波寬度調變。當得知 d[n]於 D 的關係式之後，我們可以代換過去式子(2.1)，而得到式 子(2.16)。[ ] 2Ndpwm d n D= (2.14) 1 2Ndpwm d ∆ = (2.15) [ ] ( ) 2 dpwm out in N d n V t =V i (2.16) 圖17. 數位類比轉換圖 這邊討論一下數位脈波寬度調變的解析度[15, 16]要如何決定，當解析度不足時對系 統的影響又會是如何。如下圖 18 所示，我們假設 Ndpwm為三個位元，我們可以得到 d[n] 會有八種狀態故可以看到輸出將會在這八種狀態內變化，d[n]對輸出 Vout(t)的解析度為 ∆d.Vin,，而類比數位轉換器的解析度為 ∆Vq，在這邊我們假設 ∆d.Vin.Kdiv>∆Vq。接下來 舉例兩種狀況來討論，第一種狀況如下圖所示我們的參考碼 Vref[n]剛好給在 5 8 in V ，當整 個系統的補償器設計的恰當時，經由鎖定時 d[n]的值會為5 8而所對應到的輸出 Vout(t)也 會是5 8 in V ，此時會如圖所式輸出Vout(t)會鎖在Vref[n]上。
圖18. 脈波工作週期解析度與輸出電壓關係圖[6] 第二種狀況則是當參考碼 Vref[n]是介於 2 ~ 8 8 in in V V ，可以發現當輸出Vout(t)在對Vref[n]
鎖定時，一開始的 Vout(t)值小於 Vref[n]經由誤差類比數位轉換器產生出一正的誤差 e[n]
進入數位補償器出來的d[n]則會變大而輸出將會繼續充電上去，由於d[n]每加一格上去 對輸出電壓則是上升 8 in V ，因此輸出電壓充電會大於 Vref[n]，經由誤差類比數位轉換器 產生出一負的誤差 e[n]進入數位補償器出來的 d[n]則會變小一格，因此輸出將會放電 8 in V
，如此一日復一日就產生所謂的環形震盪(Limit Cycle Oscillations)造成輸出Vout(t)有
一個震盪存在。會產生這一震盪主要是因為數位脈波寬度調變的解析度 ∆d.Vin大於類比 數位轉換器的解析度 ∆Vq，所以在每一週期充放電時才會產生這種狀況，故數位脈波寬 度調變的解析度可由式子(2.17)來決定。 in div q d V k V ∆ i i < ∆ (2.17)
接下來要介紹及比較幾種數位脈波寬度調變[17]的電路，第一種介紹如下圖 19 所示 為計數器模式數位脈波寬度調變(Counter Based DPWM)，它主要是由一計數器、零值偵 測、比較器及 SR 拴鎖器所組成的。它的動作原理為一開始計數器為零值經由零值偵測 會給 SR 拴鎖器的 S 端為高的準位，此時 SR 拴鎖器的輸出 Q 的訊號為高的準位。當計 數器開始累加時 Q 的訊號會維持直到計數器的值累加到跟 d[n]一樣時再經由比較器輸出 給 SR 拴鎖器的輸入 R 高的準位，此時輸出 Q 的訊號為低的準位進而達到數位脈波寬度 調變。計數器模式數位脈波寬度調變它的動作模式其實跟類比的脈波寬度調變是非常的 像的，這邊可以將計數器的輸出看成像是再類比的鋸齒波產生器一樣，使用 d[n]的值來 跟它做比較產生脈波寬度調變。在這邊可以發現這電路需要非常高的時脈以及很大的功 率消耗，舉例來說當系統頻率 FSW為 1MHz，d[n]為八位元，此時計數器的外部時脈需 要 256 MHz，故會有很大的功率消耗。 圖19. 計數器模式數位脈波寬度調變[6] 第二種介紹的數位脈波寬度調變的電路為延遲線模式數位脈波寬度調變( Delay Line Based DPWM)如下圖 20 所示，它是由一大串的延遲元件及一組多工器和 SR 拴鎖 器所組成的，其動作原理為當致能訊號為低準位時，整串的延遲元件都會為低準位，此 時電路為低功率消耗。當致能訊號為高準位時，我們可以發現這一串的延遲元件加上一 反向器形成一震盪器，電路一開始時 SR 拴鎖器的 S 端為高的準位，此時 SR 拴鎖器的 輸出 Q 的訊號為高的準位，接下來這一串的延遲元件就發揮它的功能，每延遲元件的輸
出接到多工器的輸入，等效來看多工器每一級的輸入互相都是相位偏移，當多工器的輸 入為高準位在相位移動剛好為選擇腳所選擇的輸入時，此時多工器的輸出將為高準位， 也就是 SR 拴鎖器的輸入 R 高的準位，此時輸出 Q 的訊號為低的準位進而達到數位脈波 寬度調變。我們可以發現延遲線模式數位脈波寬度調變會比計數器模式數位脈波寬度調 變擁有較低的功率消耗，因為他不需要一外部的時脈驅動，但相較之下由於它是由延遲 元件所組成的，故他對於製程或溫度的變化相當敏感，可能會造成系統頻率的漂移，除 此之外它需要非常大的晶片面積。 圖20. 延遲線模式數位脈波寬度調變[6] 第 三 種 介 紹 的 則 是 混 合 計 數 延 遲 線 模 式 數 位 脈 波 寬 度 調 變 電 路 (Hybrid Counter-Delay Line DPWM)如下圖 21 所示。它其實是結合了計數器模式和延遲線模式，
這邊可以將 d[n]位元數拆成兩部份，分別為低位元 M1-bit 及高位元 M2-bit.。M1-bit 則為
多工器的選擇腳，每當延遲元件相位移動一圈的時候 M2-bit 計數器會累加 1，M2-bit 計
數器的輸出則會和 M2-bit 做比較，進而達到脈波寬度的調變。混合計數延遲線模式數位
脈波寬度調變的電路它的功率消耗會比計數器模式還要低，它所需要的面積小於延遲線 模式，故它是介於這兩者之間。
圖21. 混合計數延遲線模式數位脈波寬度調變電路[6] 第四種介紹的是Σ∆數位脈波寬度調變電路(Σ∆ DPWM)如下圖 22 所示，它是由多 位元的Σ∆調變器加上一低解析度的數位脈波寬度調變電路，這低解析度的數位脈波寬 度調變電路可以由計數器模式或延遲線模式的數位脈波寬度調變電路來組成。可以看到 之前所提到的計數器模式數位脈波寬度調變電路需要額外高速的時脈，並且有很大的功 率消耗，而延遲線模式的數位脈波寬度調變電路則是需要很大的晶片面積，並且容易受 到製程及溫度的影響。當系統希望操作在高速及低功率消耗時則可採用Σ∆數位脈波寬 度調變電路。舉例來說這邊的低解析度的數位脈波寬度調變電路要是由計數器模式組成 的話舉例說可以由 d[n]八位元變成 dlr[n]四位元，外部的時脈可以減少十六倍，大大減少 功率消耗及晶片的面積。但必須討論的是Σ∆數位脈波寬度調變電裡面要低解析度的數 位脈波寬度調變電路要是由計數器模式來取代，也就是說解析度會從原本的八位元變成 四位元，這樣對輸出會造成很大的影響。故在低解析度的數位脈波寬度調變電路前一級 加上多位元的Σ∆調變器，我們知道Σ∆調變器其中一個主要的精神則是平均，我們則是
利用這平均的概念，將原本八位元的 d[n]經由Σ∆調變器經由多個週期之後的平均，可 以由四位元的 dlr[n]來表示。 圖22. ∆Σ數位脈波寬度調變電路[6]
2.2 LED 及馬達基本操作原理
及馬達基本操作原理
及馬達基本操作原理
及馬達基本操作原理
如下圖 23 所示為操作 LED 的基本原理，LED 最主要是則是亮度的控制，這邊可以 知道 LED 為電流控制的元件，當流過電流越大 LED 的亮度則會越亮，故可使用脈波寬 度調變達到亮度、閃爍頻率及亮度時間控制。圖 23 (a)及圖 23 (b)分別為使用 P 及 N 功 率晶體來驅動 LED，這此論文當中採用圖 23 (c)，我們可以經由控制指令達到圖 23 (a) 及圖 23 (b)的效果。 圖23. LED 操作電路圖如下圖 24 所示為直流馬達的等效模型[18]，它由一線圈電感(LM)、線圈電阻(RM)及 一反電動勢(VEMF)所組成。 圖24. 馬達等效模型[18] 我們可以將馬達的動作拆為電子與機械模式來看， IM 為馬達上的電流，Kemf為轉 速常數，ω 為馬達的角速度，T 轉矩大小，KT為轉矩常數，J 為馬達和驅動負載的慣性 量。由式子(2.18)~(2.21)可以知道當 Vin電壓越大馬達的轉速越快，馬達上的反電動勢就 越大，故馬達上的電流就很小，也就是說只需要一點點的電流就可以使馬達轉的很快。 由式子(2.18)~(2.21)來看當將馬達的負載加到很大，它的轉速變為零，反電動勢電壓也 為零，此時電壓全降在線圈電阻上，馬達上的電流會變很大，有可能會使馬達燒壞。 M in M M M EMF dI V L I R V dt = i + i + (2.18) EMF emf V =K iω (2.19) T M T =K Ii (2.20) d T J B dt ω ω = i + i (2.21) 這由上式(2.18)~(2.21)可以知道驅動馬達的轉速是取決於它上面的跨壓大小。如下 圖所 25 示為馬達正轉、反轉、即停止的表示圖。我們可以使用 H 橋模式[18]如下圖 26 所示來達到正反轉及停止，由於馬達是電壓控制，我們亦可使用脈波寬度調變來調整馬 達上的跨壓，進而達到轉速的控制。
圖25. 馬達轉向示意圖
第三章
第三章
第三章
第三章
可程式車用功率積體電路設計
可程式車用功率積體電路設計
可程式車用功率積體電路設計
可程式車用功率積體電路設計
在這一章節當中一開始先介紹可程式車用功率積體電路整體系統的設計，如何達到 可程式化應用以及整合馬達、LED 及降壓電路。接下來制定數位降壓電路的規格，當規 格制定好之後進入數位降壓電路裡面的方塊圖，在數位脈波寬度調變探討一階及二階 ∆Σ調變，在誤差類比數位轉換器區塊決定它的解析度，最後數位補償器設計經由類比 補償器 s 平面設計完之後再映射到 z 平面。3.1 驅動晶片系統設計及規格制定
驅動晶片系統設計及規格制定
驅動晶片系統設計及規格制定
驅動晶片系統設計及規格制定
3.1.1 可程式車用功率積體電路系統
可程式車用功率積體電路系統
可程式車用功率積體電路系統
可程式車用功率積體電路系統設計
設計
設計
設計
在整個車用功率積體電路當中，每一顆驅動晶片上面會有四組的輸出訊號，每一組 輸出訊號可以推動一組開關由 P 及 N 型的功率電晶體所組成，由第一章節可以看到每一 組的輸出訊號可以控制馬達、LED 及降壓電路如下圖 27 所示。在這邊我們可以知道馬 達、LED 及降壓電路它們都是經由脈波寬度調變來調整轉速、亮度及輸出電壓大小。前 一章節介紹了許多數位脈波寬度調變的電路，這邊採用是Σ∆數位脈波寬度調變電路如 圖 28 所示來當作可程式車用功率積體電路裡面的數位脈波寬度調變的電路，在此系統 應用當中有幾個優點，第一它是由多位元的Σ∆調變電路加上一低解析度的數位脈波寬 度調變的電路，故具有高速及低功率及的優點。第二則是可以使馬達、LED 及降壓電路 共同使用，前面提到的幾種數位脈波寬度調變的電路只有計數器模式和Σ∆調變模式可 以讓它們共同使用，計數器模式太耗功率，故我們採用Σ∆數位脈波寬度調變電路。圖27. 整合馬達、LED 及降壓電路 圖28. 數位脈波寬度調變電路採用∆Σ調變[9] 如下圖 29 所示為整個可程式車用功率積體電路的架構圖，它是由一解碼器、拴鎖 器及一控制電路組成，整個架構的時間流程圖為圖 30 所示，一開始我們會將系統做重 置的動作，使所有的數位元件都清除，輸出給功率晶體的訊號都為關閉。當指令傳過來 的時候，首先會經由解碼器先確定是否為這一顆晶片動作，當確定為這一顆晶片動作 時，接下來指令會進入系統當中並且指定要哪一組開關動作，此時指令會經由拴鎖器把 資料給鎖住在指定的那一組開關內再經由控制電路最後則產生輸出脈波寬度調變訊 號。控制電路則是由Σ∆數位脈波寬度調變電路、數位降壓電路及一些數位元件，例如
圖29. 可程式車用功率積體電路系統 圖30. 可程式車用功率積體電路系統時間流程圖
3.1.2 規格制定
規格制定
規格制定
規格制定
整體數位降壓電路如圖 31 所示，它是由功率區塊、誤差類比數位轉換器、數位補 償器、∆Σ數位脈波寬度調變電路以及死區時間(Dead Time)所組成。在這一章節我們制 定整個數位降壓電路的規格如表 2 所示，在車用電子裡面所蓄電池提供的電壓為 12V， 故輸入 Vin為 12V，而輸出電壓 Vout(t)為較常用到的 1.5~9V，抽載的電流定在 0~2A。在 車用電子裡面系統切換頻率大概為 100~500kHz，在這邊我們配合 FPGA 板子所提供的 最高時脈除頻下來，我們切換頻率 FSW為 390.625kHz。這邊輸出的漣波大小我們設計小 於 1.5 V 的 6%，故 ∆Vo大約為 100mV。前面式子(2.10)提到，故誤差類比數位轉換器的 ∆Vq經由編碼為 58.6 mV。圖31. 直流-直流降壓電路系統方塊圖[6]
接下來決定數位脈波寬度調變的解析度，為了避免輸出有 LCO，由式子(2.17)可以 知道，通常設計都小於 3~6 倍，故這邊設計數位脈波寬度調變的解析度為 9 位元。電感 及電容值為 22µ 可以由式子(2.3)~(2.8)計算輸出電感上電流漣波及輸出電壓連波算出。
表2. 數位降壓電路的規格如表所示
Parameter Symbol Value Units Input Voltage Vin 12 V
Output Voltage Vout 1.5~9 V
Load Current Iload 0~2 A
Switch Frequency Fsw 390.625 kHz
Output Voltage Ripple △Vo 100 mV
EADC Quantization Step △Vq 58.6 mV
DPWM Resolution NDPWM 9 bits
Inductor L 22 μH Capacitor C 22 μH ESR RC 200 mΩ
DCR RL 180 mΩ
Zero Frequency fESR 36 kHz
Double Pole Frequency fo 7.234 kHz
3.2 Σ∆ 數位脈波寬度調變電路
數位脈波寬度調變電路
數位脈波寬度調變電路
數位脈波寬度調變電路
這一章節主要介紹數位脈波寬度調變電路基於雜訊整形(Noise-Shaping)的概念，並 且比較一階級二階的 Σ∆ 數位脈波寬度調變電路，在後面的比較會發現一階的 Σ∆ 會有 低頻的諧波(Tones)，進而造成輸出會有類似像震盪的效果，使得輸出漣波變大。而二階 的 Σ∆ 則是可以改善這低頻的諧波，故最後系統採用二階的 Σ∆ 數位脈波寬度調變電路。3.2.1 數位脈波寬度調變電路基於
數位脈波寬度調變電路基於
數位脈波寬度調變電路基於
數位脈波寬度調變電路基於雜訊整形
雜訊整形
雜訊整形
雜訊整形概念
概念
概念
概念
Σ∆ 數位脈波寬度調變電路[3, 4]在最近幾年已被發表如下圖 32 所示，它是由 Σ∆ 雜 訊整形迴路及一低解析度數位脈波寬度調變電路連接到切換轉換器。在這邊可以將 Σ∆ 雜訊整形迴路及一低解析度數位脈波寬度調變電路取代高解析度的數位脈波寬度調變 電路是適合操作在低功率及高頻率的應用。另外一方面低解度的數位脈波調變電路可能 會造成輸出 LCO 的問題，可以經由前一級的 Σ∆ 雜訊整形迴路在多個週期改變 dlr[n]， 使它的平均等於高解析度的 d[n]。 圖32. 基本 Σ∆ 雜訊整形迴路架構[6]如下圖 33 所示可以看到 eT[n]為圖 32 截取器(Truncator)所產生的誤差，可以導出 dlr[n] 對 d[n]的 Z 轉換如式(3.1)。D(z)為高解析度的 Z 轉換，ET(z)為截取器所產生的誤差，這 邊可以觀察到 H(z)的功能可以來抑制截取器所產生的誤差。 ( ) 1 ( ) ( ) ( ) 1 ( ) 1 ( ) lr T H z D z D z E z H z H z = + + i + i (3.1) 當 H(z)的值為非常大的時候，可以看到 ET(z)被 Σ∆ 雜訊整形迴路給抑制，此次我們 可以看到 Dlr(z)會等於 D(z)如下式(3.3)。 ( ) ( ) ( ) ( ) 1 ( ) | | ( ) | ( ) 1 ( ) 1 ( ) lr H z H Z H z T H z D z D z E z H z H z →∞= + →∞i + + →∞i (3.2) ( ) ( ) | ( ) lr H z D z →∞=D z (3.3) 但在實際當中 H(z)在低頻時它的值才會非常大，此時高解析度的 D(z)才會等於 Dlr(z)。H(z)會因頻率的上升，值會慢慢的下降，此時截取器所產生的誤差 ET(z)將會進 入Dlr(z)，使得Dlr(z)不等同於D(z)。但在數位降壓電路當中，低解析度數位脈波寬度調 變器的下一級為二階的低通濾波器，故可幫助抑制高頻的雜訊。 圖33. Σ∆ 雜訊整形迴路架構-加了雜訊[6]
在這邊可由下圖 34 的頻譜來看出 Σ∆ 數位脈波寬度調變電路 d[n]經由雜訊整形迴路 和二階的低通濾波器之後所看的輸出頻譜。一開始可以看到圖 34(a)為 d[n]在頻寬 fb大 小。圖 34(b)表示的是在奈式定理(Nyquist Rate)取樣下所看到的 d[n]及 eT[n]頻譜大小， 它的訊號雜訊比(SNR)如式(3.4)所表示，在這邊所考慮的的雜訊都是白雜訊(white noise)。 6.02 1.76 SNR= N+ dB (3.4) 接下來圖 34(c)所表示的為在超取樣(Oversampling)下所得到的 d[n]及 eT[n]頻譜大 小，這邊可以看到 ET(z)經由超取樣的技巧下整個雜訊的功率大小被壓低，平均散部在 取樣頻率之下。而它的SNR如式(3.5)所表示。 6.02 1.76 10 log( ) SNR= N+ dB+ OSR (3.5) 2 s b f OSR f = (3.6) 圖 34(d)所表示為經由一階及二階 Σ∆ 雜訊整形迴路所看到的 d[n]及 eT[n]頻譜大 小，當 Σ∆ 雜訊整形迴路的階數越高，雜訊會被推到越高頻。最後在經由二階的低通濾 波器可以看到如圖 34(e)所示，在低通濾波器的頻寬以下，雜訊以被大大的減少，我們 可以看到一階及二階的SNR如式(3.7)及式(3.8)所表示為 1st 6.02 1.76 5.17 30 log( ) SNR = N+ dB− + OSR (3.7) 2nd 6.02 1.76 12.9 50 log( ) SNR = N+ dB− + OSR (3.8) 最後可以看到圖(f)為輸出Vout(t)的頻譜，它將會追蹤高解析度d[n]的變化。
圖34. Σ∆ 雜訊整形迴路數位脈波寬度調變頻譜分析[6]
3.2.2 一階
一階
一階
一階 Σ∆ 雜訊整型
雜訊整型
雜訊整型數位脈波寬度調變電路
雜訊整型
數位脈波寬度調變電路
數位脈波寬度調變電路
數位脈波寬度調變電路
由下圖 35 所示為基本一階 Σ∆ 雜訊整形迴路數位脈波寬度調變電路[6, 9]，在這邊 可以看到 H(z)可以由離散的積分所組成如式(3.9)所表示，在 z 為 1 時，也就是頻率為零 時，H(z)的值為無限大，當隨著頻率上升時 H(z)的值會慢慢的下降。 1 1 1 ( ) 1 1 z H z z z − − = = − − (3.9)-1
z
圖35. 基本一階雜訊整形迴路數位脈波寬度調變[3] 在這一章節所舉例的為 8 位元輸入的一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路，其 系統動作原理為低階析度的 dlr[n]將回授與輸出高解析度的 d[n]相減所得到的 eT[n]在經 由 H(z)積分器得到 x[n]。dlr[n]經由幾週期之後的平均會等於 d[n]。接下來將觀察一下整 體一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路的 z 轉換，如下式: 1 1 ( ) ( ) (1 ) ( ) lr T D z =z− iD z + −z− iE z (3.10) 這邊可以觀察到D(z)對Dlr(z)相差了一個週期，而ET(z)對D(z)則是一高通濾波器， 也就是當頻率越高時，雜訊對我們系統的影響越大。我們又可將整體的z轉換整理為如 下式(3.11)， STF(z)為訊號對輸出的轉移函式，NTF(z)為雜訊對輸出的轉移函式。 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) lr T D z =STF z D zi +NTF z E zi (3.11) 1 ( ) STF z =z− (3.12) 1 ( ) 1 NTF z = −z− (3.13) 接下來我們藉由表3來驗證圖一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路，在這邊我 們輸入的d[n]為8位元，當輸出為d[n]=50/256=0.193，可以由表3看到每一點的變化， 這邊可以看到在n=9~16的時候，dlr[n]為0.25、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、 0.1875將這一些值取平均之後為0.1953，可驗證之前的理論，dlr[n]將會經由多個週期後 的平均與d[n]相同。表3. d[n]為50經由一階Σ∆雜訊整形迴路所觀察到輸出dlr[n][9] n D d[n] eT[n] x[n+1] x[n] dlr[n] dav[n] 1 50 0.1953 0.1953 0.1953 0 0 0 2 50 0.1953 0.0781 0.2031 0.1953 0.1875 0.0937 3 50 0.1953 0.0781 0.2019 0.2031 0.1875 0.125 4 50 0.1953 0.0781 0.2187 0.2019 0.1875 0.140 5 50 0.1953 0.0781 0.2265 0.2187 0.1875 0.15 6 50 0.1953 0.0781 0.2343 0.2265 0.1875 0.16 7 50 0.1953 0.0781 0.2421 0.2343 0.1875 0.164 8 50 0.1953 0.0781 0.25 0.2421 0.1875 0.173 9 50 0.1953 -0.0546 0.1953 0.25 0.25 0.175 10 50 0.1953 0.0781 0.2031 0.1953 0.1875 0.176 11 50 0.1953 0.0781 0.2019 0.2031 0.1875 0.177 12 50 0.1953 0.0781 0.2187 0.2019 0.1875 0.177 13 50 0.1953 0.0781 0.2265 0.2187 0.1875 0.178 14 50 0.1953 0.0781 0.2343 0.2265 0.1875 0.179 15 50 0.1953 0.0781 0.2421 0.2343 0.1875 0.179 16 50 0.1953 0.0781 0.25 0.2421 0.1875 0.183 17 50 0.1953 -0.0546 0.1953 0.25 0.25 0.184 18 50 0.1953 0.0781 0.2031 0.1953 0.1875 0.184 19 50 0.1953 0.0781 0.2019 0.2031 0.1875 0.184 20 50 0.1953 0.0781 0.2187 0.2019 0.1875 0.184 21 50 0.1953 0.0781 0.2265 0.2187 0.1875 0.184 22 50 0.1953 0.0781 0.2343 0.2265 0.1875 0.184 23 50 0.1953 0.0781 0.2421 0.2343 0.1875 0.184 24 50 0.1953 0.0781 0.25 0.2421 0.1875 0.184 25 50 0.1953 -0.0546 0.1953 0.25 0.25 0.187 26 50 0.1953 0.0781 0.2031 0.1953 0.1875 0.184 27 50 0.1953 0.0781 0.2019 0.2031 0.1875 0.184 28 50 0.1953 0.0781 0.2187 0.2019 0.1875 0.184 29 50 0.1953 0.0781 0.2265 0.2187 0.1875 0.184 30 50 0.1953 0.0781 0.2343 0.2265 0.1875 0.184 31 50 0.1953 0.0781 0.2421 0.2343 0.1875 0.184 32 50 0.1953 0.0781 0.25 0.2421 0.1875 0.184
另外一種一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路是基於一階誤差回授(Error Feedback)的電路[6, 9]如下圖 36 所示，可以看到此電路是將 x[n]的較低位元組經由一延 遲電路與高解晰度的輸入 d[n]做相加得到 ed[n]，再經由限幅器(limiter)電路得到 x[n]， x[n]的較高位元組為 dlr[n]，經由幾週期之後的平均會等於 d[n]。這邊的限幅器主要是當 電路在計算時，ed[n]要是發生溢位(Overflow)可以強制使 x[n]維持在最大值或會小值， 防止電路誤動作。接下來我們經由式子推導出 d[n]對 dlr[n]的 z 轉換如下式(3.18)表示。 [ ] [ ] [ ] lr T d n =x n +e n (3.14) [ ] [ ] [ 1] d T e n =d n −e n− (3.15) [ ] d[ ] x n =e n (3.16) [ ] [ ] [ 1] [ ] lr T T d n =d n −e n− +e n (3.17) 1 [ ] [ ] (1 ) ( ) lr T D z =D z + −z− E z (3.18) 可以由下式(3.19)看到STF(z)為1，跟前面所介紹的一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度 調變電路STF(z)為 1 z− 不同，以電路來看的話可以輸入d[n]與輸出dlr[n]差了一時脈的延 遲，以系統面來說我們增加了數位降壓電路上的穩定度，我們可以看到 1 z− 對系統面來 說是多個極點，也就是會減少系統的相位邊界。 ( ) 1 STF z = (3.19) 1 ( ) 1 NTF z = −z− (3.20) -1
z
圖36. 一階誤差回授 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路[6]如圖 36 可以觀察階誤差回授一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路另一個優點 則是它的數位元件相較前面提到的減少許多，例如延遲電路。 接下來我們來探討一下一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路所產生的問題，當 輸入一固定高解析度的 d[n]，經由一階 Σ∆ 雜訊整型迴路所出來的 dlr[n]會是一個具有週 期性的低頻諧波，可以看到 dlr[n]將會震盪在鄰近的兩個值之間使平均為 d[n]，如表所示 可以看到 d[n]=50/256，而 dlr[n]隨著每一週期的變化為: 0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.25、0.1875、0.1875、 0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、0.25、0.1875、0.1875、0.1875、0.1875、 0.1875、0.1875、0.1875、0.25…….. 這邊可藉由圖 36 來推導出 dlr[n]產生週期性的式子，首先一開始先假設在n<0的初 始狀態及n≥0高解析度 d[n]及低解析度 dlr[n]之間的關係式可由圖 37(a)，∆d 為高解析 度d[n]的最小LSB，這邊的N及NPWM分別為d[n]及dlr[n]的位元數。 0 [ ] lr[ ] [ ] LR d n =d n =x n =d , n<0 (3.21) 0 [ ] LR d n =d + ∆ki d, n≥0 (3.22) 1 2N d ∆ = (3.23) ( ) 2N NDPWM LR d − d ∆ = i∆ (3.24) 接下來可以經由整理得出式子(3.26)，再經由Z轉換得到式子(3.27)，最後在經由反 Z轉換得到式子(3.28)及(3.29)，可以看到eT[n]及x[n]隨著週期線性的增加，可由圖37(a)(c) 所示。 [ ] [ ] [ 1] [ ] T lr T lr e n =d n + ∆ +ki d e n− −d n (3.25) [ ] [ 1] T T e n =e n− + ∆ki d (3.26) 1 2 2 ( ) (1 ) T k d z E z z z − − ∆ = − i i (3.27) [ ] ( 1) [ 1] T e n = +n i ik ∆d u ni + (3.28) 0 [ ] LR ( 1) [ ] x n =d + +n i ik ∆d u ni (3.29)
圖37. 一階 Σ∆ 雜訊整型迴路訊號圖(a)高解析度 d[n] 及內部 x[n](b)低解析度 d[n](c)誤 差值 eT[n][6]
由式子(3.28)及(3.29)及圖 37 觀察到 eT[n]及 x[n]隨著週期線性的增加， d[n]在鄰近 的兩個週期性的跳來跳去，這些低頻的諧波在輸出會造成震盪，而這最小的低頻諧波頻 率可以由式子(3.30)表示，N 及 M 分別代表輸入高解析度的 d[n]及低解析度的 dlr[n]，而 Fsw則是系統的切換頻率。 _ min 2 sw tone N M F f = − (3.30) 接下來我們使用Simulink來驗證前面所推的式子如圖38所示，這邊給一固定的高 解析度d[n]為(321/512)，輸入電壓Vin為12V，功率區塊裡面的電感及電容各為22µ，故 它的雙極點在 7.23kHz，這邊可由圖看到 dlr[n]的經由 64 周期之後的平均將會等效於 d[n]。也可看到eT[n]隨著線性的變化，進而輸出的有一低頻的震盪頻率為5.27 kHz如圖 39 所示，可看到震盪造成輸出電壓的烽對峰值大約為 280mV。會造成輸出會有一個低 頻諧波的原因是因為eT[n]隨著每週期都是線性的增加，已經跟違反了一開始假設截取器 所造成的雜訊為白雜訊。故我們經由實驗驗證eT[n]被假設為白雜訊在一階的 Σ∆ 雜訊整 型是不成立的。 圖38. 一階 Σ∆ 雜訊整型數位脈波寬度調變電路Simulink模型圖[19]
