毫米波注鎖式四倍頻器及應用於衛星直播系統之低雜訊降頻器

國 立 交 通 大 學

電信工程研究所

碩 士 論 文

毫米波注鎖式四倍頻器及應用於衛星直播

系統之低雜訊降頻器

Millimeter-Wave Injection-Locked

Quadrupler and Low Noise Block

Down-Converter for DBS application

研究生：吳彥鋒

指導教授：孟慶宗

毫米波注鎖式四倍頻器及應用於衛星直播

系統之低雜訊降頻器

Millimeter-Wave Injection-Locked Quadrupler and Low Noise

Block Down-Converter for DBS application

研究生:吳彥鋒 Student: Yan-Feng Wu

指導教授:孟慶宗 博士 Advisor: Dr. Chinchun Meng

國 立 交 通 大 學

電信工程研究所

碩士論文

A Thesis

Submitted to Institute of Communication Engineering College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements

For the Degree of Master of Science

In

Communication Engineering

June 2011

Hsinchu,Taiwan, Republic of China 中華民國一百年六月

毫米波注鎖式四倍頻器及應用於衛星直播系統之

低雜訊降頻器

學生：吳彥鋒 指導教授：孟慶宗 博士 國立交通大學 電信工程研究所碩士班

摘 要

本篇論文主要分為三大部分，第一部分是利用穩懋0.15μm pHEMT 製程完成一個使用交錯耦合電路架構之注鎖式四倍頻器，採用次諧波訊 號鎖頻方式將輸出訊號雙推至 28～30GHz，相位雜訊也因鎖頻而提升， 又結合緩衝放大器使功率增大。 第二部分採用 pHEMT 製程完成一個應用在衛星直播系統之低雜訊 降頻器，射頻頻帶為 10.6~11.7GHz，中頻為 0.85~1.95GHz，各使用一級 低雜訊放大器、混頻器和中頻放大器，達到 32dB 的轉換增益，2dB 的 雜訊指數，且利用 pHEMT 自偏壓的方法，達到全正壓操作下的用途。 第三部分為使用CMOS 0.18μm 製程 2.4GHz 具主動濾波式之低雜訊 放大器，使用主動式電感的高 Q 值特性，將帶外零點加深，不僅是將射 頻訊號處理更為乾淨，主動電感的面積小，也是一大優勢。

Millimeter-Wave Injection-Locked Quadrupler and Low

Noise Block Down-Converter for DBS Application

Student：Yan-Feng Wu Advisor：Chinchun Meng

Institute of Communication Engineering National Chiao Tung University

Abstract

This thesis is divided into three parts. The first is an injection-locked quadruple using cross couple pair topology in WIN 0.15 μm pseudomorphic high electron-mobility transistor (pHEMT) process. Output power can be push-push to 28~30GHz by sub-harmonic injection, thus, phase noise can be improved, and then in order to high output power we combine buffer amplifier at behind.

The second is a low noise block down-converter for DBS application in WIN 0.15μm pHEMT process. RF frequency band is 10.6~11.7GHz, IF band is 0.85~1.95GHz. It consists of one stage low noise amplifier、mixer and IF amplifier. Conversion gain is 32dB and noise figure is 2dB. This topology bias is all positive by self-bias method.

The third is a 2.4GHz low noise amplifier with an active filter in CMOS 0.18μm process. In order to make sharp the out of band of transmission zeros by using high quality factor of an active inductor. It also make RF signal purer and another advantage is a small size of active inductor.

誌謝

時光一眨眼，兩年就這樣過去了，想起當初對 RFIC 一無所知，來 到實驗室後，受到許多人的幫忙，一直到現在，竟能完成這篇論文， 實在要感謝的人很多。首先感謝孟慶宗教授在我碩士生涯的兩年，認 識到射頻積體電路的博大精深，教授的研究之廣，讓我體認到電路的 許多面相。再來感謝特地抽空來參與學生口試的鍾世忠教授、徐碩鴻 教授以及紀佩綾教授，教授們在口試中所提出的問題以及提拔都讓學 生受惠良多。而在晶片的量測過程中，要感謝國家奈米元件實驗室全 體同仁的協助，特別是汶德、志華、榮彥、書毓，由於你們的專業技 術，使我的量測結果都能有不錯效果。 918 實驗室的大家，先要感謝陪我度過碩士班的兩年生活。首先， 相處最久戰友-楊雋，這兩年來的相依為命，在學業上能給我許多想 法，在玩樂上，總有許多點子，豐富了這實驗室的氣氛。而博士班的 金詳學長，在研究方面，總能給我適時的提點和幫助，量測的專業， 更是多次將我的晶片起死回生；宏儒學長的細心指導與傾囊相授，總 能讓我對射頻電路有更深一層的認識；語鋕學長的熱心指導，在被動 的觀念，一直都能給我許多幫助。也非常感謝碩士班的志凱學長，總

能在我需要幫助的時候，給我一盞明燈；忠佑學長的努力態度，是我 學習的榜樣，其搞笑功力也是一流；嘉苓學姊的豪放態度，總能為實 驗室帶來許多歡樂和溫暖，還有建守，一直以來對實驗室的關心，就 像實驗室的管家。而學弟們偉程、韋學、國維、格瑋、協修的加入， 使實驗室注入新的活力，讓我在碩士班兩年多了許多歡笑。 最後，我要感謝我的父母，姊姊和哥哥，因為有你們的背後支持， 才能讓我在碩士班的兩年順利完成。在此將此論文獻給所有支持我的 人。 吳彥鋒 謹於 Lab918, 交通大學 2011 年 6 月

目錄

中文摘要 i 英文摘要 ii 誌謝 iii 目錄 v 表目錄 vii 圖目錄 viii 第一章 導論 1 1.1 研究動機 2 1.2 論文組織 3 第二章 注鎖式壓控振盪器 4 2.1 前言 5 2.2 注鎖式壓控震盪器原理(I) 7 2.2.1 交錯耦合振盪器 7 2.2.2 注鎖訊號 9 2.2.3 合分波器 12 2.3 注鎖式壓控振盪器原理(II) 14 2.3.1 小訊號分析 16 2.3.2 調諧範圍 18 2.4 相位雜訊 22 2.5 後端放大器 26 2.6 實作一 28 2.6.1 注鎖式壓控振盪器與量測結果 28 2.6.2 結果與討論 37 第三章 低雜訊降頻器 41 3.1 前言 42 3.2 低雜訊降頻器簡介 43 3.3 低雜訊放大器 45 3.3.1 源極退化低雜訊放大器 45 3.3.2 低雜訊放大器電路設計 47 3.4 吉伯特混頻器與中頻放大器 48 3.4.1 單平衡式與雙平衡式吉伯特混頻器比較 48 3.4.2 中頻放大器具有輸出緩衝級 50 3.5 晶片量測結果 52 3.6 結果與討論 58

第四章 主動式濾波低雜訊放大器 60 4.1 前言 61 4.2 主動式電感 62 4.3 主動式濾波器 66 4.4 低雜訊放大器 70 4.5 結果與討論 72 第五章 結論 78 參考文獻 80

表目錄

表 2.1 Harmonic rejection 40

表 2.2 Summary 40

表 3.1 Summary 59

圖目錄

圖 2.1 (a)振盪電路衰減脈衝響應(b)加入負電阻以抵消 Rp 的損失 (c)使用主動電路以提供負電阻 7 圖 2.2 交錯耦合電路 8 圖 2.3 Nyquist Plot 8 圖 2.4 注鎖雙推式壓控震盪器 9 圖 2.5 Injection Pulling 10

圖 2.6 Free running VCO 10

圖 2.7 Injection-locked VCO 10

圖 2.8 馬尚爾分合波器佈局圖 12

圖 2.9 邊緣耦合(Edge Couple) 13

圖 2.10 寬邊耦合(Broadside Couple) 13

圖 2.11 A 點的各個諧波項 14

圖 2.12 free running 與 locking 15

圖 2.13 注鎖式壓控振盪器 15 圖 2.14 (a)交錯耦合電路小訊號等校模型(b)化簡之等效阻抗 16 圖 2.15 調諧範圍 18 圖 2.16 非線性特性 19 圖 2.17 加入了變容器二極體之交錯耦合震盪器 20 圖 2.18 可調變電容值 21 圖 2.19 裙擺效應 22 圖 2.20 相位雜訊 23 圖 2.21 電感電容共振腔與相位變化 24 圖 2.22 相位雜訊 25 圖 2.23 後端放大器 27 圖 2.24 注鎖式壓控震盪器含後端放大器 28 圖 2.25 自由振盪下調諧範圍與輸出功率 28 圖 2.26 鎖頻範圍 29 圖 2.27 振盪器不同電流下鎖頻範圍 29 圖 2.28 28GHz 相位雜訊 30 圖 2.29 30GHz 相位雜訊 30 圖 2.30 28GHz 注鎖前後輸出功率頻譜 31 圖 2.31 30GHz 注鎖前後輸出功率頻譜 31 圖 2.32 28GHz 相位雜訊對注入訊號的增加量 32 圖 2.33 30GHz 相位雜訊對注入訊號的增加量 32

圖 2.34 注鎖後 28GHz 輸出功率 33

圖 2.35 注鎖後 30GHz 輸出功率 33

圖 2.36 輸出阻抗匹配 S11 34

圖 2.37 輸出阻抗匹配 S22 34

圖 2.38 28GHz Phase Noise in SSA 35

圖 2.39 30GHz Phase Noise in SSA 35

圖 2.40 7GHz Phase Noise in SSA 36

圖 2.41 7.5GHz Phase Noise in SSA 36

圖 2.42 鎖頻訊號之諧波項 37 圖 2.43 晶片照(Die Photo) 37 圖 3.1 低雜訊降頻器示意圖 43 圖 3.2 低雜訊放大器 45 圖 3.3 閘極端輸入阻抗等效模型 46 圖 3.4 單平衡式吉伯特混頻器 48 圖 3.5 雙平衡式吉伯特混頻器 49 圖 3.6 中頻放大器具有輸出緩衝級 51 圖 3.7 低雜訊降頻器電路架構 52 圖 3.8 Die Photo 52 圖 3.9 轉換增益對 IF 頻率 53 圖 3.10 轉換增益對 RF 頻率 53 圖 3.11 轉換增益對 LO 功率 54 圖 3.12 轉換增益對 LO 功率 54 圖 3.13 線性度 55 圖 3.14 LO to IF 隔離度 55 圖 3.15 單旁波雜訊指數 56 圖 3.16 轉換增益與 NFssb 對 RF 頻率 56 圖 3.17 (a)S11(b)S22 57 圖 4.1 正規串疊主動式電感 62 圖 4.2 等效 RLC 電路 62 圖 4.3 (a)(b)主動電感螺線型電感感值與 Q 值 64 圖 4.4 帶通濾波器 66 圖 4.5 主動式濾波器 S21模擬結果 67 圖 4.6 主動式濾波器雜訊指數 68 圖 4.7 (a)等效感值對輸入功率(b)Q 值對輸入功率 69 圖 4.8 具帶外零點之兩級低雜訊放大器 70 圖 4.9 主動式濾波器完整電路架構圖 72 圖 4.10 Die Photo 73 圖 4.11 S 參數 73

圖 4.12 主動濾波器線性度 74 圖 4.13 主動濾波器雜訊指數 74 圖 4.14 主動電感零點調諧 75

第一章 導論

第一章

第一章 導論

1.1

研究動機

隨著無線通訊的蓬勃發展，各種積體化電路隨著製程的進步，邁 向更高頻的領域，體積的縮小也促使高度整合電路的產生，在各種頻 段的應用也是各種電路依循的方向，不管是目前 IEEE 制定的

802.11b/g 的 2.4GHz 頻段，直接廣播衛星(Direct Broadcast Satellite DBS)系統的 11.7-12.5GHz，或是應用在軍事頻段上的 Ka band，都是 有其發展之價值。 而在製程的選擇方面，CMOS 成本低、整合能力高，在商業化的 用途一直是主流，也隨著製程的進步從目前的 0.18μm、90nm、65nm、 40nm 甚至到 25nm，截止頻率也不斷的提高，但價格卻是以指數形式 提高，直到現在 0.18um 還是市場上的主流，也不斷的朝向單一晶片 上同時實現射頻前端電路與基頻電路整合；從以特性觀點來看砷化鎵 (GaAs)，其電子遷移率(electron mobility)是矽的 5～10 倍，因此以 GaAs-based 元件有更高的截止頻率和更高的轉導能力，所以 GaAs-based 的 pHEMT 技術也常應用在高頻電路，但其缺點為價格與 CMOS 相比相對昂貴許多。本篇論文主要採用這兩種製程技術來實現 射頻積體電路。

第一章 導論

1.2

論文組織

本論文分為五個章節，第一章為導論，說明射頻電路的發展與應 用。第二章為在0.15 μm pHEMT製程下之次諧波注鎖式壓控振盪器， 以7到7.5GHz之訊號去鎖定利用交錯耦合雙推式的壓控振盪器產生28 ～30GHz的訊號輸出，達到四倍頻器的效果。第三章為在0.15 μm pHEMT製程下之低雜訊降頻器，在DBS系統的規範下，操作在low band(10.6~11.7GHz)時的直接降頻接收機。第四章為在CMOS 0.18μm 製程下之2.4GHz主動式濾波窄頻低雜訊放大器，利用主動電感的高Q 值特性達到明顯拒斥(notch)效果。第五章為本論文所有電路之總結。

第二章 注鎖式壓控振盪器

第二章

第二章 注鎖式壓控振盪器

2.1

前言

近年來積體電路技術的提升，積體電路的鎖相迴路應用快速增 長，讓現今電腦、通訊科技日益發達。鎖相迴路的應用廣泛，不論是 在數位或是類比電路。常見到數位系統或通訊系統作為頻率重建、無 限通訊切換頻道的應用，以及作頻率信號的解調和調變。鎖相迴路在 此時對於系統而言已是個不可或缺的電路技術。 從射頻發射機中的頻率合成器到為處理機的時脈產生器，以及其 他通訊系統都能見到鎖相迴路的蹤影，而近來環保意識抬頭，講求高 速並要求省電，要能夠應用於高頻或寬頻的應用上，同時能對抗雜 訊，成為設計者的大挑戰。 隨著通訊領域的發展，不論是像在捷運提供的無線上網亦或幾乎 人人都有的手機，都需要無線通訊的技術，所以應用於無線通訊的積 體電路隨之熱門，在無線系統裡，RF 訊號從空氣中傳導過來，經由 天線接收，再通過低雜訊放大器(LNA)、電壓控制振盪器(VCO)與混 波器(mixer)所組成的降頻器，將高頻訊號降成中頻訊號，以利於同軸 電纜的傳輸及接收器的解調和工作；反之，要發射出去的訊號， 則通過混波器、電壓控制振盪器和高功率放大器所組成的升頻器，再 經由天線發射出去。這個RFIC位於整個無線系統架構的最前端，對 於通訊品質的優劣有著舉足輕重的影響。

第二章 注鎖式壓控振盪器

振盪器可以分為 LC tank VCO 與環形振盪器(Ring Oscillator)， 而LC tank VCO 的相位雜訊(Phase Noise)優於環形振盪器，所以LC

tank VCO 較為普遍。

而本章節主要介紹使用雜訊優於CMOS的pHEMT製程以達到優異的 相位雜訊。

第二章 注鎖式壓控振盪器

2.2

注鎖式壓控振盪器原理(I)

2.2.1 交錯耦合振盪器 交錯耦合振盪器是利用負電阻的產生使電路產生振盪，由圖 (2.1)(a)可知若為衰減振盪電路能量會在電阻以熱的形式損失；而由圖 (2.1)(b)可知Rp||(-Rp)=∞，電路將會無限期振盪；所以希望得到一個負 電阻的電路來形成無限期振盪如圖(2.1)(c)。 Vout Iin Cp Lp Rp Vout Iin Cp Lp Rp -Rp Cp Lp Rp Active Circuit -Rp （a） （b） （c） 圖2.1 (a)振盪電路衰減脈衝響應；(b)加入負電阻以抵消Rp的損 失；(c)使用主動電路以提供負電阻。

第二章 注鎖式壓控振盪器 8 由圖2.2所示交錯耦合型電路為基本提供負電阻的方式， VDD -2/gm 圖2.2 交錯耦合電路 而起振條件為滿足巴克豪森定理(Barkhausen criteria)，迴路增益 等於一且相位等於360度，但在模擬電路時要得知是否滿足此條件甚 於複雜，我們可以利用另一種方式：經由奈式圖(Nyquist Plot)穩定測 試確認是否振盪。其方式為將迴路增益及相位在複數平面上作圖 (2.3)，如果電路本身會振盪其軌跡會順時針包圍(1,0)點，而包圍的圈 數就是存在右半平面中零點(zero)與極點(pole)的個數差(如果順時針 繞(1,0)一圈，表示零點與極點的總個數差一)，如果電路本身穩定， 軌跡就不會順時針包圍(1,0)點。 -2.5 -2.0-1.5 -1.0 -0.5 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 -3.0 3.0 freq (1.000GHz to 20.00GHz) S (1 ,1 ) m41 m41 freq= S(1,1)=2.624 / 0.453 14.93GHz 圖2.3 Nyquist Plot

第二章 注鎖式壓控振盪器 2.2.2 注鎖訊號 注鎖式(Injection-locked)是將注入一輸入訊號至vco，將vco與輸 入依比例同步化。而根據注入訊號與vco的輸出訊號的頻率比例，可 分成三類注鎖式振盪器(injection-locked oscillator)：(1)一階諧波 (first-harmonic)，輸入訊號頻率的基頻與vco振盪頻率相同。(2)次諧波 (subharmonic)，輸入訊號頻率是vco振盪頻率的分數。(3)超諧波 (superharmonic)，輸入訊號頻率是vco振盪頻率倍數。而本架構為(2) 次諧波(subharmonic)的注鎖式壓控振盪器來實現。 λ/4@2fosc VD VG1 VCUR Pinj A B 圖2.4 注鎖雙推式壓控振盪器 當我們考慮一注入訊號 2 ( ) [cos cos ...] Vin t A t t 和相位差一百 八十度的訊號 2 ( ) [cos( ) cos ( ) ...] Vin t A  t   t  可化簡二式為 (1 cos 2 ) ( ) [cos ...] 2 t

Vin t A t    和 ( ) [cos( ) (1 cos 2 ) ...] 2 t Vin t  A  t     可知奇模相差一百八十度而偶模相差零度；而此差模(differential)訊號 在（圖2.4）中的A點則會使奇模(odd mode)的頻率產生相消的效果， 偶模(even mode)則會產生增強的效果，因此產生四倍頻也不會因為太

第二章 注鎖式壓控振盪器 小而鎖不住，而當訊號鎖住時，交錯耦合(Cross-Coupled)電路在B點 亦可產生與在A點同樣效果，將基模濾除，把偶模放大，如此一來可 將不需要的諧波項濾除又可將輸出訊號放大，可謂是兩全其美。 所以注入的訊號與振盪器本身自振頻率很近且功率大小跟振盪 器差不多大(圖2.5)，振盪器的頻率就會被拉動，甚至頻率就被注入頻 率鎖住，這種現象稱之"Injection Pulling"，當這種情況發生時，連同 附近的雜訊也會被匯集，輸入訊號的四倍頻也會被因此而放大。 0 2 i  0 2 i    Signal Injected 0 2 Signal Injected 0 2 4i n 4i f f f f i  4i 0 6 _i 圖2.5 Injection Pulling + f(x) H(w) X u _v o + f(x) H(w) x u _v o v_i

圖2.6 Free running VCO 圖2.7 Injection-locked VCO

第二章 注鎖式壓控振盪器

們所需的注鎖式壓控振盪器就是利用原先壓控振盪器架構再注入一

輸入訊號Vi(圖2.7)。由於使用壓控震盪器的關係，注鎖式壓控振盪器

仍得符合迴路增益為一(unity loop gain)和迴路相位為零(zero phase

excess)以維持振盪，如果以上任一條件失效，注鎖式壓控振盪器也無 法運作。 當注鎖式壓控振盪器運作在輸出訊號為注入訊號四倍的工作條 件 下 ， 假 設 f(x)是 三 階 多 項 式 f(x)=a0+a1x+a2x2+a3x3) ， 輸 入 訊 號 ： vi(t)=Vicos(ωit+φ) ， φ 是 輸 入 與 輸 出 的 phase 差 ； 輸 出 訊 號 ： vo(t)=Vocos(ωot)；u(t)=f(x(t))=f(vo(t)+ vi(t))； r r Q j H H        2 1 ) ( 0 _，RLC

tank的參數：ωr，resonant frequency；Q，quality factor。

藉由以上的假設可以推導出phase-limited的鎖頻範圍 phase-limited： Q V a H _i r 2 2 0     （ωr是壓控振盪器自身振盪的輸出頻率，Δω是對ωr的一段偏移量， Vi是輸入訊號的振幅大小），可知如果固定Vi， Q H₀ 越大，鎖頻範圍也 會跟著加大。又因為 L Q H _  0 _{，所以大電感可以增加鎖頻範圍。但是，} 如果考慮要使功率消耗降低，則是要讓LQ乘積最大，單獨使L變大會 使寄生效應跟著變大，使LQ乘積無法最大，所以鎖頻範圍和功率消

第二章 注鎖式壓控振盪器 耗不能同時最佳化，要視設計需求作取捨。電感的自振頻率也對鎖頻 範圍產生限制。 2.2.3 合分波器 當我們考慮如何使訊號成差模(differential)訊號時，我們可以利用 馬尚爾分合波器 (圖2.8)來產生此差模訊號； 圖2.8 馬尚爾分合波器佈局圖 馬尚爾和分波器是由兩組耦合線(Coupled Line)互相組合而成，耦 合線是將兩段在中心頻率長度為四分之一波長的兩條金屬線放的很 近，使之互相耦合，而耦合方式大致上可分為兩種，一種為邊緣耦合 (Edge Couple)(圖2.9)

第二章 注鎖式壓控振盪器 GND d W S 圖2.9 邊緣耦合(Edge Couple) 另一種為寬邊耦合(Broadside Couple)(圖2.10) GND W S d 圖2.10寬邊耦合(Broadside Couple) 而本架構則是利用寬邊耦合，傳統微波電路要製作寬邊耦合有物 理結構上的困難，然而在IC設計上，尤其是先進製程(CMOS-0.18μm 有六層金屬)提供多層金屬供設計者選擇，寬邊耦合實現就變得相當 容易；以pHEMT (pseudomorphic high electron-mobility transistor)製程 來說有兩層金屬，可用metal 1 metal 2 來達到，目的為了在7GHz到

第二章 注鎖式壓控振盪器 14

2.3

注鎖式壓控振盪器原理(II)

當我們訊號注入時並不是一定就會與振盪器鎖住，此時會發生注 入訊號與振盪頻率各自獨立，以本實作為例(圖2.13)，當訊號以7GHz 注入時，而振盪器自振在15GHz時，在B點則會產生這兩種訊號的倍 頻與混頻，以圖2.11為例子，其中20.73GHz為28.48GHz與7.75GHz相 減之後的結果，也就是說當注入訊號尚未鎖住的情況下，他是混頻器 也與倍頻器相互存在的結果。 6 12 18 24 30 0 36 -155 -130 -105 -80 -55 -30 -5 -180 20 freq, GHz d b m (f s (T R AN .c s )) m43 m44 m45 m47 m43 freq= dbm(fs(TRAN.cs))=-2.925 7.750GHz m44 freq= dbm(fs(TRAN.cs))=-11.399 28.48GHz m45 freq= dbm(fs(TRAN.cs))=-19.188 15.50GHz m47 freq= dbm(fs(TRAN.cs))=-34.637 20.73GHz 圖2.11 A點的各個諧波項 另外一種情況則是，雖然振盪頻與注入訊號的頻率很接近，但注入訊 號的強度不夠的時候，也是會造成無法鎖定的情況，由圖(2.12)中得 知，在30GHz的時候振盪器自由振盪訊號會比鎖住情況小許多，因為 訊號都分散掉；圖2.12為實際量測結果，比較鎖住與未鎖住情況下四 倍頻的結果。

第二章 注鎖式壓控振盪器 29.8 29.9 30.0 30.1 30.2 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 Free Running Locking O u tp u t P o w e r (d B m ) Output Frequency (GHz)

圖2.12 free running 與 locking

λ/4@2f

osc

V

D

V

G1

V

CUR

P

inj

A

B

L

C

1

Q

1

Q

₂

Q

3

Q

₄

C

1

L

圖 2.13 注鎖式壓控振盪器

第二章 注鎖式壓控振盪器 2.3.1 小訊號分析 圖 2.13 為本實作振盪器的架構，其中交錯耦合的電晶體為 Q1和 Q2，而回授電容部分為 C1，而電感部分則用模型裡的集總式元件， 而當共振發生時 B 點為虛擬接地，因為電感是差動的接法，當我們 在考慮共振時的等效電路，也必頇將回授電容 C1一併考慮到電晶體 Q1和 Q2之間的寄生電容。 圖 2.14(a)為交錯耦合電路的小訊號等效模型，可化簡為圖 2.14(b)，其中電導為1/RdsgmC1/ (C1Cgs)，等效電容為Cds C1/ /Cgs， 欲產生振盪，gmC1/ (C1Cgs)就必頇要大於等於1/Rds以造成負電阻的 結果。

V

i

-V

i

C

₁

_C

₁

C

gs

C

_gs

C

_ds

_C

_ds

R

ds

R

ds

g

m

V

x

-g

m

V

x

I

i

_I

i

圖 2.14(a)交錯耦合電路小訊號等校模型

第二章 注鎖式壓控振盪器 1 1

(

)

m gs

C

g

C

C







1 1 gs eq ds gs

C C

C

C

C

C







1 /

R

_ds i in i

V

Z

I



L

圖 2.14(b)化簡之等效阻抗 由等效電路得知共振頻率為 1 1 1 2 2 ( / / ) osc eq ds gs f LC L C C C      由於交錯耦合的架構為一個差動的形式，在差動對的兩端奇數諧波項 呈 180 度的反向波形，而偶數諧波項則為 0 度的同向波形，在圖 2.13 的 B 點偶數諧波項就會增強，為了使振盪器在注入訊號的四倍頻有 個乾淨的訊號源，就必頇要注入訊號來鎖定，而訊號源注入在差動偏 壓電流源 Q3，Q4的閘極端，透過電流源將注入訊號的四倍頻放大後， 在給入交錯耦合電晶體的源極，與振盪器的二倍頻結合在 B(push-push)點。 偏壓電流源 Q3，Q4雖然能放大注入訊號，但畢竟也還是用四倍 頻去鎖定振盪器，注入功率也會需要較大一些，又鎖頻範圍正比於注 入訊號注入訊號與振盪器電壓比，鎖頻範圍也會因此變窄。

第二章 注鎖式壓控振盪器

2.3.2 調諧範圍(tuning range )

以壓控振盪器來說，利用電壓控制可變電容以調整其振盪範圍， 所以用此電路來說必頇放在交錯耦合電路的 LC 共振腔上，來控制輸

出頻率為一電壓的輸入的函數：out 0KVCOVcont(圖 2.15)，其中0代

表對應於Vcont＝0 時的交點且KVCO象徵了電路增益或靈敏度(以

/ /

rad s V 為單位)。可達到的範圍 ₁ ₂稱為調諧範圍(tuning range)。

vco

cont

V



_out VCO K 1 V V₂ cont V 1



0



2



out



圖 2.15 調諧範圍 調諧範圍可由兩個參數決定：(1)隨製程和溫度變化之壓控振盪器中 心頻率(2)應用所需之頻率範圍。一些 CMOS 振盪器之中心頻率在製 程和溫度的某些範圍中可能會變化兩倍以上，例如 pHEMT 製程開燈

第二章 注鎖式壓控振盪器

頻率可被驅動至所需的值。

在壓控振盪器的一個重要考慮為由於控制線上之雜訊所產生輸 出相位和頻率的變化。對於一給定之雜訊大小而言，在輸出頻率的雜 訊和KVCO呈比例，因為out 0KVCOVcont。因此為了將Vcont中雜訊的效

應最小化，壓控振盪器增益必頇被最小化，此限制直接和所需之調諧 範圍衝突。事實上，如圖 2.15 所示，如果Vcont之可允許的範圍從V1到 2 V 時，則調諧範圍至少必頇展開於₁至₂之間，則K_VCO必頇滿足下列 要求： 2 1 2 1 VCO K V V     ，注意對一給定之調諧範圍而言，當供應電壓減 少時，KVCO會增加，使得振盪器對於控制線上的雜訊變得更靈敏。 真實振盪特性一般來說在中頻範圍展現了高增益，而在頻率的兩 側則顯示了低增益(圖 2.16)。和線性特性(灰色線條)相比，真實特性 顯示出其最大增益比預測的還大，暗示了對一給定範圍而言，非線性 在某些特性區中不可避免地導致了較高的靈敏度。 1

V

V

₂ cont

V

1



2



out



圖 2.16 非線性特性

第二章 注鎖式壓控振盪器 由前面得知振盪頻率為 f_osc 1/ (2 LC)，所以只有電感和電容值 可被變化來調諧頻率，而其他參數如偏壓電流和電晶體轉導對 fosc之 影響可忽略不計。因為要改變電感值非常難，所以僅改變振盪電路中 的電容以調諧振盪器。電壓相關電容稱為變容器(varactor)。 其中一個反向偏壓 pn 接面可視為一變容器，電壓相關性被表示 為 0 var (1 R)m B C C V    ，C₀為零偏壓值，V_R為反向偏壓電壓，_B為接面 之內建電位，而m為 0.3～0.4 之值。顯示了電感電容振盪器的一個重 大的缺點：在低供應電壓下，VR的範圍非常受限，使得Cvar的範圍很 小，故使得 fosc的範圍也跟著變小。為了將調諧範圍最大化，振盪電 路中之固定電容不能太大。 加入了變容器二極體至交錯耦合震盪器中(圖 2.17)，為避免 D1和 D2順偏壓而產生大電流，我們可預先模擬在電壓改變時電容變化最 劇烈為何種時候(如圖 2.18)，以確保調諧範圍。 λ/4@2fosc VD VG1 VCUR VTUNE Pinj A B D1 D2

第二章 注鎖式壓控振盪器 (p F) -1.8 -1.6 -1.4 -1.2 -1.0 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 -2.0 0.0 0.15 0.20 0.25 0.10 0.30 var("vt") C3 圖 2.18 可調變電容值 由圖 2.18 知，電壓操作在(-1.6V~-0.8V)時電容值變化劇烈，所以調諧 電壓範圍就落在這附近。

第二章 注鎖式壓控振盪器

2.4

相位雜訊(Phase Noise)

假定一弦波訊號x t( ) Acos[_ct_n( )]t ，A為振幅，_c為中心角頻

率，n( )t 為一個隨機變動的相位，也稱為相位雜訊，其大小n( )t 1

rad，代入展開後，x t( ) A



cosct cos( ( )) sinn t  ct sin( ( ))n t



經過近似

(cos( ( )) 1_n t  ，sin( ( ))_n t _n( )t )，x t( )Acos_ctA_n( )sint _ct，在頻譜上則 表示為在中心頻旁的旁波，稱之為"裙擺"效應。 c





圖 2.19 裙擺效應 相位雜訊的大小以 dBc/Hz 為單位，在頻譜上的表示方式(圖 2.20)，將距離中心頻率(c)為 的輸出功率(P2)與中心頻率(c)的輸 出功率(P1)相除，再除以 ，表示成 2 2, 1, 1 10 log P _{dBm dBm} 10 log L P P P      _{ }     ；愈小代表其雜訊指數愈好，其 中品質因素(Q)影響最深，以電感電容振盪器來說，其相位雜訊與品

第二章 注鎖式壓控振盪器 2 P 1 P   P c  圖 2.20 相位雜訊 品質因素的基本定義為2 與(每週期的儲存能量/每週期的逸散能 量)的乘積，以電感電容共振腔來說，品質因素代表當能量儲存在電 感感容時就有多少能量損失。 另一種定義品質因素的方式，是以考慮一回授電路其開迴路的相 位 ( )，品質因素定義為 0 2 d Q d     ，其中Q稱為"開迴路Q(open-loop Q)"，此時根據巴克豪森定理(Barkhausen criteria)，其中相位必頇為 零，但以圖 2.21 來說，當頻率稍微偏離振盪頻率時，因為相位的斜 率非常的大，所以造成相當大的相位偏移，但卻又與巴克豪森定理相 衝突，此時就會將偏離的頻率拉回振盪頻率，就滿足巴克豪森定理； 換句話說，開迴路品質因素的大小正比於閉迴路系統時振盪頻率的變 化。

第二章 注鎖式壓控振盪器

(

)

H j





0



( )

H j

(

)

 

 



圖 2.21 電感電容共振腔與相位變化 除了品質因素外，相位雜訊會依循注鎖訊號呈現規律變化，假設 輸出頻率為注入頻率的n階諧波項，與中心頻率之偏移頻率為，則 輸出頻率的相位雜訊L1/ n可表示為 2 2 1/ 2 1/ ( ) ( ) ( ) n inj o n L n L L         ，其中 ( ) inj L  代表注入訊號的相位雜訊，_1/n為鎖頻範圍，Lo( ) 為振盪器自 振之相位雜訊，當鎖頻範圍遠大於偏移頻率，即1/n ，相位雜訊 可近似為 2 1/n( ) inj( ) L  n L  ，簡單來說，就是雜訊會隨倍數增加而增 加，原因是當頻率乘上某一倍數，相位的隨機改變(_n( )t )也會乘上該 倍數。所以，若倍數為n，雜訊的增加量為20 log n；以圖 2.22 為例， 輸入頻率為 7GHz，輸出頻率為 28GHz，n即為 4，若近似方式估計 可得，20log 4 12dB 。 離中心頻的偏移量的不同，相位雜訊也隨之不同，一般來說靠近 中心頻率會以 3_{的斜率下降，接著依照品質因素的不同會呈現不同}

第二章 注鎖式壓控振盪器

些處則以 0

f 斜率下降，雜訊來源通常來自主動元件的熱雜訊(thermal

noise)、射雜訊(shot noise)和閃爍雜訊(flicker noise)，熱雜訊與射雜訊 為平坦的功率頻譜，閃爍雜訊則是與頻偏量呈反比。 1k 10k 100k 1M 10M -160 -150 -140 -130 -120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 Output(28GHz) Input(7GHz) P h a s e N o is e ( d B c /H z) Offset Frequency (Hz) 12 dB 10 kHz -108.9 dBc/Hz -117.6 dBc/Hz 100 kHz -108.2 dBc/Hz -120.6 dBc/Hz 1 MHz -128.1 dBc/Hz -148.3 dBc/Hz 圖 2.22 相位雜訊

第二章 注鎖式壓控振盪器

2.5

後端放大器

考慮一接收機，為了使本地振盪訊號(LO)讓混頻器操作在開關狀 態，必頇要有夠大的功率輸出，常常因為壓控振盪器產生震盪訊號功 率不足，而加上放大器，所以直接將放大器做在同一顆晶片上，就能 免除額外在加上放大器。 以此後端放大器而言，最重要即為將振盪器的功率往上推高，所 以利用兩級放大器來做實現，第一級放大器則以增益作為考量，使之 操作在線性區，以達到最佳增益值，而第二級則操作在飽和功率區， 目的是要將功率推至最大，但也因為操作在飽和功率區，因此而消耗 的功率遠大於第一級的多。 設計方法：由於第一級考量是增益，所以使用串疊(cascode)放大 器，可以提供較高的增益值，而匹配方式則是用傳輸線來做匹配，而 偏壓方式則使用電阻方式來偏壓，因為兩級放大器容易產生振盪問 題，所以使用電阻比利用四分之一波長傳輸線當偏壓更穩定，而第二 級使用共源極放大器，輸出較易匹配至 50 歐姆。

第二章 注鎖式壓控振盪器

V

D

V

_D

Vco_out

V

G1

V

G1

V

G2

V

out 2x35 2x40 4x75 圖 2.23 後端放大器 由圖 2.23 知，匹配網路用了許多的開路殘段(open-stub)，一方面 為了設計頻寬較大的範圍，利用諧振匹配法，形成較大的頻寬，另一 方面是自行設計比穩懋提供的電感感值較多，且自振頻也較高，在高 頻不會有過自振頻，產生電感變電容的窘境。 另一方面，穩懋提供的 pHEMT 電晶體的崩潰電壓(Breakdown Voltage)很高(遠大於 3.3V)，所以最後一級的電壓擺幅不會受到限制。

第二章 注鎖式壓控振盪器

2.6

實作一

2.6.1

注鎖式壓控振盪器與量測結果 l/4@2fosc VD VG1 VTUNE VTUNE VD VD VCUR Pinj VG2 VG2 VG3 VOUT 圖 2.24 注鎖式壓控震盪器含後端放大器 -2.5 -2.0 -1.5 -1.0 -0.5 0.0 0.5 25 26 27 28 29 30 31 32 Output frequency Output Power Vtune(V) O u tp u t fr e q u e n c y ( G H z) -15 -10 -5 0 5 10 O u tp u t Po w e r (d Bm) 圖 2.25 自由振盪下調諧範圍與輸出功率

第二章 注鎖式壓控振盪器 6.9 7.0 7.1 7.2 7.3 7.4 7.5 7.6 7.7 0 3 6 9 12 15 18 21 24 In je c te d P o w e r (d B m ) Input Frequency (GHz) Vtune=-1.06 V Vtune=-1.69 V 圖 2.26 鎖頻範圍 6.90 6.93 6.96 6.99 7.02 7.05 7.08 7.11 0 3 6 9 12 15 18 21 24 In je c te d P o w e r (d B m ) Input Frequency (GHz) Id1=25mA Id1=50mA 圖 2.27 振盪器不同電流下鎖頻範圍

第二章 注鎖式壓控振盪器 8 10 12 14 16 18 20 22 -125 -120 -115 -110 -105 -100 -95 -90 28 GHz output P h a s e N o is e ( d B c /H z @ 1 0 0 K H z) Injected Power (dBm) 7GHz injection 12dB 圖 2.28 28GHz 相位雜訊 8 10 12 14 16 18 20 22 24 -130 -120 -110 -100 -90 -80 -70 7.5GHz injection 30GHz output P h a s e N o is e ( d B c /H z @ 1 0 0 K H z) Injected Power (dBm) 12dB 圖 2.29 30GHz 相位雜訊

第二章 注鎖式壓控振盪器 27.8 27.9 28.0 28.1 28.2 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 O u tp u t P o w e r (d B m ) Output Frequency (GHz) Free Running Locking 圖 2.30 28GHz 注鎖前後輸出功率頻譜 29.8 29.9 30.0 30.1 30.2 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 Free Running Locking O u tp u t P o w e r (d B m ) Output Frequency (GHz) 圖 2.31 30GHz 注鎖前後輸出功率頻譜

第二章 注鎖式壓控振盪器 1k 10k 100k 1M 10M -160 -150 -140 -130 -120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 Output(28GHz) Input(7GHz) P h a s e N o is e ( d B c /H z) Offset Frequency (Hz) 12 dB 10 kHz -108.9 dBc/Hz -117.6 dBc/Hz 100 kHz -108.2 dBc/Hz -120.6 dBc/Hz 1 MHz -128.1 dBc/Hz -148.3 dBc/Hz 圖 2.32 28GHz 相位雜訊對注入訊號的增加量 1k 10k 100k 1M 10M -160 -150 -140 -130 -120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 Output(30GHz) Input(7.5GHz) P h a s e N o is e ( d B c /H z) Offset Frequency (Hz) 12 dB 10 kHz -107. 2dBc/Hz -116.7 dBc/Hz 100 kHz -107. 2dBc/Hz -120.5 dBc/Hz 1 MHz -128. 4dBc/Hz -142.9 dBc/Hz 圖 2.33 30GHz 相位雜訊對注入訊號的增加量

第二章 注鎖式壓控振盪器 6 8 10 12 14 16 -10 -5 0 5 10 Output power (28GHz) Phase noise (28GHz) Injection Power (dBm) O u tp u t p o w e r (d B m ) -110 -108 -106 -104 -102 -100 -98 -96 -94 -92 -90 P h a s e n o is e (d B c /H z) @ 100 kHz offset 圖 2.34 注鎖後 28GHz 輸出功率 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 -10 -5 0 5 10 @ 100 kHz offset Injection Power (dBm) O u tp u t p o w e r (d B m ) -110 -105 -100 -95 -90 -85 -80 -75 -70 -65 -60 Output power (30GHz) Phase noise (30GHz) P h a s e n o is e (d B c /H z) 圖 2.35 注鎖後 30GHz 輸出功率

第二章 注鎖式壓控振盪器 0 2 4 6 8 10 -25 -20 -15 -10 -5 0 S 11 Frequency (GHz) 圖 2.36 輸入阻抗匹配 S11 20 25 30 35 40 -25 -20 -15 -10 -5 0 S 22 Frequency (GHz) 圖 2.37 輸出阻抗匹配 S22

第二章 注鎖式壓控振盪器

圖 2.38 28GHz Phase Noise in SSA

第二章 注鎖式壓控振盪器

第二章 注鎖式壓控振盪器 圖 2.42 鎖頻訊號之諧波項

G S G

G S G

P

G

P

P

G

P

DC

圖 2.43 晶片照(Die Photo)

2.6.2

結果與討論 本電路採用穩懋 pHEMT 0.15m製程，晶片照如圖 2.43 所示，注 入訊號由右下角的 GSG 的 Source 端注入，輸出訊號從左上角 GSG

第二章 注鎖式壓控振盪器 的 Source 端輸出，左邊為六 PIN 的 PGPPGP 的排針，右下角為點針， 此晶片面積為 2x1mm2_。 圖 2.25 為 free running 下的振盪範圍和輸出功率，自振範圍 26GHz 到 31GHz，輸出功率從-10dBm 到 7.5dBm，而輸出功率在 0dBm 以上 的從 27GHz 到 30GHz，因為是 free running 下所以輸出功率較小，但 相對的振盪範圍較寬。 圖 2.26 是注入訊號分別為 7GHz 與 7.5GHz 下的鎖頻範圍，而挑 選這兩個頻率主要是在 free running 下的時候 28GHz 和 30GHz 的輸 出功率較大，所以取其四分之一為其注入訊號；若以注入訊號 12dBm 為基準，中心頻 28GHz 有 400MHz 的鎖頻頻寬，中心頻 30GHz 有 680MHz 鎖頻頻寬；而最大可量到機台上限的注入訊號是 24dBm。 圖 2.27 為壓控振盪器不同電流下的鎖頻範圍，當壓控震盪器 25mA(含第一級放大器電流)下的鎖頻範圍比 50mA(含第一級放大器 電流)下還寬許多，電流較大的時候，壓控振盪器振盪訊號較強烈不 容易被注入訊號鎖住，造成鎖頻範圍變小，所以考慮到鎖頻範圍，會 選擇電流較小的時候。 圖 2.28 與圖 2.29 為注入訊號與鎖頻之後輸出訊號時與中心頻率 偏移是 100KHz 下的相位雜訊，相位雜訊會隨著注入訊號的大小變

第二章 注鎖式壓控振盪器 器的相位雜訊差 12dB，7GHz 與 7.5GHz 的相位雜訊為 120dBc/Hz 與 載波頻率差 100KHz 時，28GHz 與 30GHz 的相位雜訊為 108dBc/Hz。 圖 2.30 與圖 2.31 為注鎖前後輸出功率頻譜比較，28GHz 的頻譜 在 free running 下輸出功率為 2.9dBm，鎖頻後輸出功率為 8.4dBm； 30GHz 的頻譜在 free running 下輸出功率為-1dBm，鎖頻後輸出功率 為 7dBm，span 皆為 500MHz；明顯的看出鎖頻後將周圍的雜訊匯集 成一個乾淨的訊號。 圖 2.32 與圖 2.33 表示成注入訊號與輸出訊號的相位雜訊差了

12dB，藍色的點表示為 Agilent E5052A Signal Source Analyzer 機台所 能量到的最低相位雜訊。 圖 2.34 與圖 2.35 表示為輸出功率與相位雜訊對輸入功率作圖， 輸出功率都為 10dBm 以上，相位雜訊在輸入功率較小的時候，其鎖 頻的效果就較微弱，導致相位雜訊變小，在輸入功率較大之後相位雜 訊就會呈現比較穩定的情況。 圖 2.36 與圖 2.37 是輸入與輸出匹配結果，輸入匹配的原因是有 馬尚爾合分波器，輸出的匹配則是因為有後端放大器所以要匹配至 50 歐姆，輸出匹配結果在-5～-6dB 左右，可能是影響輸出功率變小 的結果。

第二章 注鎖式壓控振盪器

Analyzer 的實際量測圖。

Harmonic 1 (inj) 2 3 4(out) 5 6 7

Freq (GHz) 7 14 21 28 35 42 49

Pout (dBm) -27.2 -35 -31.2 1.83 -24.1 -41.3 -33.4 Suppression 29.03 36.83 33.03 0 25.93 43.13 35.23

表 2.1 Harmonic rejection

Post Simulation Measurement

Supply Voltage (V) 3.3 3.3 Tuning Range (GHz) 27~31 26~31 Locking Range (GHz) @ 12dBm Inj. level -- -- 0.4 @ Center28GHz 0.6 @ Center30GHz Phase Noise (dBc/Hz) @ 1MHz offset -- -- 108 @ Center28GHz 108 @ Center28GHz Input Return Loss

(dB)

>10 (3~8 GHz) >9 (3~7.5 GHz)

Output Return Loss (dB) >10 (27~31 GHz) >6.5 (27~31 GHz) Output Power (dBm) 13 11 @28GHz 8 @30GHz Current Consumption (mA) 60mA 75mA Process 0.15 μm pHEMT Chip Size 2x1 mm2 表 2.2 Summary

第三章 低雜訊降頻器

第三章

第三章 低雜訊降頻器

3.1

前言

近年來由於個人通信設備的普及與相關通訊產品需求量大量的 成長，對於小型化，低價格，低功率的通信元件的需求也持續的增加， 近年來研究方向便是朝著完成單一整合的收發機;而單晶射頻積體電 路(RFIC)在提供小面積、高重製性、高穩定性及在大量生產時的低價 格方面，給射頻技術一個很好的選擇。另外，隨著製程技術的進步不 斷地提升具有高截止頻率(ft)及高最大振盪頻率(fmax)的元件，因而更 高操作頻率的射頻IC晶片不再遙不可及，而 砷 化 鎵 晶 片 雖 然 價 格 較 高 ， 但 在 材 料 的 本 質 上 仍 勝 過 矽 一 大 步 ， 它 具 有 較 CMOS 更 高 的 轉 導 值 、 更 低 的 雜 訊 ， 用 來 實 現 低 雜 訊 放 大 器 將 消 耗 較 少 的 功 率 ， 所 以 適 合 應 用 在 講 求 低 雜 訊 、 低 功 率 的 接 收 機 系 統 上 。 低雜訊降頻轉換器是數位寬頻衛星接收機最主要的部份，通常是 跟碟型天線一起安裝在戶外，主要能夠接收衛星訊號後再經由低雜訊 降頻器將訊號放大，再用電視機上盒將其解碼，一般來說，台灣目前 有線電視(Cable TV)用戶站比重高達八成，但HD頻道及服務仍少，但 利用DBS系統則擁有衛星傳輸的高頻寬優勢，已經在台灣佔有一席之

第三章 低雜訊降頻器

3.2

低雜訊降頻器簡介

HEMT1V HEMT1H V H

HEMT2 LNA BUF

LO signal source MIX IFout 850-2150MHz LB:9.75GHz HB:10.6GHz LB:10.6-11.7GHz HB:11.7-12.75GHz 圖 3.1 低雜訊降頻器示意圖

低雜訊降頻器(LNB)在數位廣播衛星(Digital Broadcast Satellite)接 收機為最主要的核心架構，安裝於戶外搭配碟型天線，將訊號從太空 接收到地球，再利用低雜訊降頻器接收訊號，輸出訊號再傳送至安裝 於室內的數位機上盒(set-top box)提供較好的頻道選擇，訊號到低雜訊 降頻器之前，可分為水平與垂直極化方向的訊號，也包含了部分頻帶 的 訊 號 ， 如 C-band(5.85-8.2GHz) ， Ku-band(12.4-18GHz) 或 Ka-band(26.5-40GHz)。

第三章 低雜訊降頻器

此架構採用了穩懋的 0.15 μm pHEMT 製程，由圖 3.1 知輸入端

RF 頻率為 10.6-12.75GHz，訊號分為水平極化(horizontal polarization) 和 垂 直 極 化 (vertical polarization) 方 向 ， 再 劃 分 為 High band

(10.6-11.7GHz)與 Low band (11.7-12.75GHz)，訊號從碟型天線接收到 水平與極垂直兩個方向，再依據其極化方向分別以 HEMT 製程之低 雜訊 放大器放 大訊號 ，此時可 利用積 體化接收 解調器 (Integrated receiver decoder)選擇水平或垂直方向的訊號，而再以直流電壓疊加一 22KHz 作解調訊號的分辨為 High band，兩種不同的供應電壓 13V 與 18V，分別代表垂直與水平極化方向，選擇好欲解調之訊號後，再傳 送 至 整 個 數 位 廣 播 衛 星 的 核 心 架 構 " 低 雜 訊 降 頻 器 (Low noise block-downconverter)"，進行訊號的降頻動作。 此架構採用了一級低雜訊放大器一混頻器和一級中頻放大器，目 標轉換增益(Conversion Gain)30dB 以上，單旁波雜訊指數(Single Side

第三章 低雜訊降頻器

3.3

低雜訊放大器

本節電路主要以介紹在 pHEMT 製程上低雜訊放大器的設計方 式，低雜訊放大器需考量的特性，最重要即為雜訊指數以及增益，其 次為線性度及功率消耗。

3.3.1 源極退化低雜訊放大器

考慮一具有源極退化的放大器如圖 3.2 所示，pHEMT 製程的偏壓 可操作在負壓，在源極端放一電感與一閘極與源極相接形成的電流源 串聯，在直流部分的話則形成一般在源極端加上一自偏壓的電流源， 也提供了正偏壓，閘極端的大電阻到地，就可以給電晶體一個負偏 壓，而在交流部分的話則利用一大電容形成交流接地。 VDD RFout RFin Vg Zin Ls Lg M1 M2 M3 圖 3.2 低雜訊放大器 以小訊號觀點如圖 3.3 從閘極端看進去 in 1 s T s gs Z j L L j C      ，實 部部份為TLs，與電晶體的截止頻率和源極電感有關，而 HEMT 的截

第三章 低雜訊降頻器 止頻率很高，若要匹配至 50 歐姆，源極端的電感Ls就會很小，其寄 生電阻小所造成的雜訊指數也會比較小，而虛部部分就串聯一電感Lg 消除，達到 50 歐姆匹配。

Cgs

g

m

V

gs

Ls

+ Vgs

-Zin

Lg

Rs

圖 3.3 閘極端輸入阻抗等效模型 雜 訊 指 數 對 一 接 收 機 是 個 非 常 重 要 的 指 標 ， 數 位 廣 播 衛 星 (DBS)，從天線接收訊號，傳送到接收機的最前端，就是接一個低雜 訊放大器，由於訊號在空氣中傳遞會有許多雜訊干擾造成訊號大幅度 衰減，為了確保訊號接收的特性，定義了一接收機的靈敏度(Sensitivity) 為Pin,min  174dBm Hz/ NF10logBSNRmin，其中和動態範圍(Dynamic

Range)為 3 min 2( 174 10 log ) 3 IIP P dBm NF B SFDR    SNR ，從式中發現雜訊 指數(Noise Figure)扮演一個非常重要的角色，雜訊指數變高時靈敏度 和 動 態 範 圍 都 會 變 差 ， 而 對 於 整 體 接 收 機 的 雜 訊 指 數 可 寫 為 3 2 1 1 2 1 1 ... total NF NF NF NF G G       ，從式中知前級的增益可壓制後級電路

第三章 低雜訊降頻器 之後表示： 1 m ₂s T g R F            。從式中發現電晶體的截止頻率愈高其雜訊 指數愈低，所以適合高截止頻率的 pHEMT 製程；但相對的其操作頻 率愈高，雜訊指數也愈高。

3.3.2 低雜訊放大器電路設計

低雜訊放大器最常見的架構不外乎是共源極組態(CS)或疊接放大 器(CS-CG)組態，此架構則選擇了串疊組態，除了電晶體 M1 提供低 雜訊放大器增益，並且降低電晶體 M2 的所造成的雜訊，又電晶體 M2 是 CG 組態，具有輸入阻抗低的特色，可減小電晶體 M1 源汲端的米 勒電容，能讓低雜訊放大器操作較寬頻，利用疊接的特性也會有較好 的反向隔離度。 由於利用電晶體自偏壓的特性，在電流方面盡量不要太大，但在 閘極端已經是零伏特偏壓，所以偏壓的大小決定於源極端的電晶體 M1，所以我們選擇小電晶體尺寸 2x12 的大小；而電晶體 M1 的選擇， 依經驗公式（I=15%~25% Idss 時電晶體貢獻的雜訊最小），因此元件 不能太大，最後選擇了 2×38 尺寸的電晶體，而決定於低雜訊放大器 的操作頻率為 M2 汲極端的電感與連接下一級混頻器電容及 M2 的寄 生電容，其產生的共振頻率即為操作頻率，而頻寬的決定為共振頻率 的 Q 值。

第三章 低雜訊降頻器

3.4

吉伯特混頻器(Gilbert Mixer)與中頻放大(Intermediate

Frequency Amplifier)

經過前一級低雜訊放大器將 RF 訊號放大之後，為了使訊號在應 用頻帶，則需要一混頻器將訊號做降頻的動作，混頻器是將 RF(射頻) 訊號與 LO(本地震盪)訊號做相減的動作。

3.4.1

單平衡式與雙平衡式吉伯特混頻器比較

混頻器又可分主動與被動兩種，主動的轉換增益遠比被動的多， 所以在架構上我們選擇主動式吉伯特混頻器，吉伯特混頻器又可分單 平衡(single balanced)式與雙平衡式(double balanced)，其中最主要的 差異為單平衡式 LO 訊號會嚴重的洩漏到 IF 端，還必頇外加濾波器 濾除，而雙平衡式則避免這種問題，但在相同轉換增益(conversion gain)下雙平衡式要比單平衡式功率消耗多一倍。

RF

LO+

LO-IF

+1

-1

LO

M2

M1

M3

T

第三章 低雜訊降頻器

與 M3 隨時保持在只有一個導通的情況下，LO 的訊號經過傅立葉

(Fourier Transform)轉換為:4cos 4 cos 3 ...

3 LOt LOt       。假設在 M1 的 D 端產生的電流為:iRF( )t IDCg vm1 RFcosRFt，所以 IF 端的電流可寫為 1 4 4

( ) ( cos ) ( cos cos 3 ...) 3 IF DC m RF RF LO LO i t I g v  t  t  t        1 1 4 2 2

( ) cos cos( ) cos( ) ...

IF DC LO m RF RF LO m RF RF LO i t I  t g v   t g v   t          由式中可看出在 IF 端會有大量的 LO 的訊號洩漏過去，為單平衡式 的缺點。 RF LO+ LO-IF RF-LO+ +1 -1 LO T M1 M2 M3 M4 M5 M6 圖 3.5 雙平衡式吉伯特混頻器 由圖 3.5 知假設 M1 的 D 端產生的電流為： 1( ) cos 2 m RF DC RF RF g i t I  v  t，M2 的 D 端產生的電流為： 2( ) cos 2 m RF DC RF RF g i t I  v  t，在 M3、M4、M5 與 M6 的 D 端分別產生的 電流為：

第三章 低雜訊降頻器

3

2 1 1

( ) sin sin 3 sin 5 ...

2 3 5 m D DC RF LO LO LO g i I v t  t  t  t       _    _   4 2 1 1

( ) sin sin 3 sin 5 ...

2 3 5 m D DC RF LO LO LO g i I v t  t  t  t        _    _   5 2 1 1

( ) sin sin 3 sin 5 ...

2 3 5 m D DC RF LO LO LO g i I v t  t  t  t        _    _   6 2 1 1

( ) sin sin 3 sin 5 ...

2 3 5 m D DC RF LO LO LO g i I v t  t  t  t       _    _   IF 端所產生的電流為：iIF( )t iD3iD5iD4iD6， 4 1 1

( ) ( ) sin sin 3 sin 5 ...

3 5 IF RF m LO LO LO i t v t g  t  t  t       _   _  。 由 IF 端電流知不會有 LO 洩漏的問題，在 LO to RF 與 LO to IF 有良 好的隔離度。

3.4.2

中頻放大器具有輸出緩衝級

(

Intermediate

Frequency Amplifier With Output Buffer

)

經過混頻器將訊號降至中頻後，需要一中頻放大器將訊號再度放 大，以增強訊號的靈敏度與選擇性，訊號至此則形成一個簡易的接收 機。

第三章 低雜訊降頻器

IF+

IF-

Out+

Out-Vg

圖 3.6 中頻放大器具有輸出緩衝級 如圖 3.6 所示，由於混頻器的輸出為差動訊號，所以我們使用了 共源極(common source)組成的差動放大器，但其輸出阻抗高，必頇利 用輸出緩衝級將其由高阻抗轉換至低阻抗，也利於量測方便。 但利用此輸出緩衝級有不可避免的問題，由於增益主要從差動放 大器輸出但接至共汲(common drain)放大器，會將增益變小，且會有 較大的功率消耗，是必頇要改善的地方。 根據模擬設計結果，差動放大器大約消耗 10mA，輸出緩衝級大 約消耗 20mA。

第三章 低雜訊降頻器

3.5

晶片量測結果

RFin Vg1 VDD LO+ LO-Vg2 VDD Vg3 IF+ IF-圖 3.7 低雜訊降頻器電路架構 由圖 3.7 知，利用了 pHEMT 可自偏壓的特性節省了不少偏壓，在電 流消耗方面 LNA 大約 13mA，mixer 部分大約 7mA，IF amplifier 與

buffer 部分大約 30mA，操作電壓為 3.3V。

G

S

G

G

S

G

S

G

G S G S G P P P P P P P P

第三章 低雜訊降頻器 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 20 22 24 26 28 30 32 34 C o n v e rs io n G a in ( d B ) IF frequency (GHz) RFfreq=10.5GHz LOpwr=-3dBm 圖 3.9 轉換增益對 IF 頻率 8 9 10 11 12 13 14 15 20 25 30 35 C o n v e rs io n G a in ( d B ) RF Frequency (GHz) LO power =-3dBm IF frequency = 1GHz 圖 3.10 轉換增益對 RF 頻率

第三章 低雜訊降頻器 -10 -5 0 5 10 27 28 29 30 31 32 33 C o n v e rs io n G a in ( d B ) LO Power (dBm) RF=10.5GHz IF=1GHz 圖 3.11 轉換增益對 LO 功率 -60 -50 -40 -30 -20 20 22 24 26 28 30 32 34 C o n v e rs io n G a in ( d B ) RF Power (dBm) RF freq =10.5GHz I F freq =1 GHz 圖 3.12 轉換增益對 RF 功率

第三章 低雜訊降頻器 -60 -55 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 IIP3=-24dBm OIP3=6dBm O u tp u t P o w e r (d B m ) Input Power (dBm) IP1dB=-34dBm OP1dB=-2.5dBm 圖 3.13 線性度 8 9 10 11 12 13 14 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 Is o la ti o n ( d B ) LO frequency (GHz) LO-IF 圖 3.14 LO to IF 隔離度

第三章 低雜訊降頻器 0.50 0.75 1.00 1.25 1.50 1.75 2.00 0 1 2 3 4 5 6 N F s s b ( d B ) IF frequency (GHz) LOfrequency =9.75GHz 圖 3.15 單旁波雜訊指數 10.5 11.0 11.5 12.0 12.5 13.0 26 28 30 32 34 36 RFfreqency(GHz) C o n v e rs io n G a in ( d B ) 0 2 4 6 8 10 fLO=11.2GHz N F s s b (d B ) fLO=10.2GHz 圖 3.16 轉換增益與 NFssb 對 RF 頻率

第三章 低雜訊降頻器 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 S 11 Frequency(GHz) (a) 0 1 2 3 4 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 S 22 Frequency(GHz) (b) 圖 3.17 (a) S11 (b) S22

第三章 低雜訊降頻器

3.6

結果與討論

此電路使用穩懋 0.15μm pHEMT 製程，晶片照片如圖 3.8 所示， 左方 GSG pad 為 RF 的輸入端，下方 GSGSG pad 為 LO 的輸入端， 右方 GSGSG 為 IF 的輸出端，直流偏壓的部份全部由 8 pin 的 DC 排 針給入，晶片面積為 2x1mm2_。 圖 3.9 為轉換增益對 IF 頻率作圖， RF 頻率固定在 10.5GHz，LO power 操作在-3dBm，最大功率在 1.12GHz 為 33dBm，3dB 頻寬為 500MHz~2.8GHz。 圖 3.10 為轉換增益對 RF 頻率作圖，在 IF 固定在 1GHz 之下，LO 功 率 在 -3dBm 時 ， 轉 換 增 益 對 RF 頻 率 作 圖 ， 3dB 頻 寬 為 10.4GHz~11.2GHz。 圖 3.11 為轉換增益對 LO 功率作圖，RF 頻率固定在 10.5GHz，IF 頻率固定在 1GHz，轉換增益最大值在 LO 功率為-3dBm。 圖 3.12 為轉換增益對 RF 功率作圖，RF 頻率固定在 10.5GHz，IF 頻率固定在 1GHz，IP1dB為-34dBm，OP1dB為-2.5dBm。 圖 3.13 與圖 3.14 為線性度與隔離度，IIP3 為-24dBm，OIP3 為 6dBm，LO 到 IF 的隔離度(isolation)為-20dB 以下。 圖 3.15 與圖 3.16 為單旁波頻帶的雜訊指數為 2dB 左右，由於整

第三章 低雜訊降頻器 前端有低雜訊放大器，依據文獻指出目前 HEMT 架構的低雜訊放大 器大約為 0.35dB 左右，增益約為 12dB，因此前端加一級 LNA，依照 接收機雜訊指數的計算公式 2 3 1 1 2 1 1 ... total NF NF NF NF G G       整體 NF 大約為 0.495dB 左右。 圖 3.17 為輸入與輸出返回損耗，輸入端在 10.75GHz～12GHz 都 在-10dB 以下，輸出端在 850MHz~2.15GHz 都在-10dB 以下。

Post Simulation Measurement

Supply Voltage (V) 3.3 3.3 Conversion Gain (dB)@v.s. IF freq. 33 33 RF3dBbandwith(GHz) 10.5~12 10.4~11.4 IF3dBbandwith(GHz) 0.6~3.5 0.5~2.5 IP1dB(dBm) OP1dB(dBm) -- -- -34 -2.5 IIP3(dBm) OIP3(dBm) -- -- -24 6 Input Return Loss

(dB)

>10 (10.1~ 13GHz)

>10

(10.75~12 GHz) Output Return Loss

(dB) >10 (950MHz~2.15GHz) >10 (950MHz~2.15GHz) Current Consumption (mA) 47mA 50mA Process 0.15 μm PHEMT Chip Size 2x1 mm2 表 3.1 Summary

第四章 主動式濾波低雜訊放大器

第四章