硕士学位论文

硕士学位论文

基于PS-PWM控制策略的三电平感应加热电源研究 姓名：周小荣

申请学位级别：硕士 专业：检测与自动化装置

指导教师：惠晶

20070601

摘要

本文以感应加热电源为研究对象，简要介绍了感应加热电源的基本原理及其发展趋 势。对传统感应加热电源的拓扑结构进行了分析，并比较了感应加热电源的各种调功方 式。多电平变换器是近年来，电力电子技术领域中高压大功率应用场合的一个研究和应 用热点。本文对多电平变换器在电路拓扑，ＰＷＭ控制方法和软开关技术等方面的研究现 状进行了综述。

基于传统两电平感应加热逆变电源因单只功率开关器件电压及电流定额受 限，输出功率不能满足大中型工件热处理需要这一目的，本文设计了适用于负载串联 谐振的三电平感应加热逆变电源，利用功率开关器件的串联分压有效地增大了输 出电压，从而提高了逆变电源的输出功率或在相同输出功率下减小了输出电流。

文中给出了三电平逆变电源的拓扑结构，与其他几种控制方式比较后，采用 ＰＳ—ＰＷＭ（移相一脉宽调制）方法作为输出功率控制策略，该方式在有效控制和调 节输出功率的同时，也改善了输出电压波形的质量。

针对基于ＰＳ—ＰＷＭ控制的三电平感应加热电源，对其进行了数学建模与分析。根据 建模的分析结论，利用ＰＳＰＩＣＥ对２５ｋＨｚ、５４０Ｖｄｃ的感应加热逆变电源的实际工况 进行了仿真，验证了ＰＳ—ＰＷＭ控制策略的有效性和可行性。为进一步论证文中提出的 三电平感应加热电源的拓扑结构合理性与控制策略正确性，本文设计了一台ｌＯｋｗ／５ｋＨｚ 的ＰＳ—ＰＷＭ控制的感应加热电源试验样机，其控制核心采用ＴＩ公司的ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７^ＤＳＰ 控制芯片，并分别对电源进行了硬件设计和软件编程。实验结果表明，该ＰＳ—ＰＷＭ移相 调功控制的感应加热电源增大了电源的输出功率，并能有效控制和调节输出功率，减 小了输出电压与电流波形的谐波分量。文章给出了整机的结构设计，逆变控制框图，

驱动电路的设计和保护电路的设计。同时给出了主电路的仿真和实验波形。最后对本课 题所做内容进行了一个简单的总结。

关键词：三电平逆变器；感应加热；串联谐振；移相脉宽；功率控制

Ａｂｓｔｒａｃｔ

Ｔｈｅ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒｉｓ ｓｔｕｄｉｅｄ ａｎｄ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｐａｐｅｒ．Ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ^ｔｈｅ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｔｒｅｎｄ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ^ａｒｅ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｉｎ ｂｒｉｅ￡Ｉｔ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｔｈｅ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｔｈａｔ ｉｓ ｕｓｅｄ ｉｎ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ，ａｎｄ ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ａｎａｌｙｓｅ ｗａｓ ｍａｄｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄｓ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ．

Ｒｅｃｅｎｔｌｙ，ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ^{ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｈａｖｅ ｂｅｅｎ ｏｎｅ} ｏｆ ｒｅｓｅａｒｃｈ ｈｏｔ ｐｏｉｎｔｓ ^ｉｎ ｈｉ曲一ｖｏｌｔａｇｅ ^ａｎｄ

ｈｉｇｈ－ｐｏｗｅｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｆｉｅｌｄｓ．Ｔｈｅ ｒｅｓｅａｒｃｈ ｓｔａｔｕｓ ａｂｏｕｔ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ，ＰＷＭ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ ｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｏｆｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ａｒｅｓｕｍｍａｒｉｚｅｄ．

Ｉｎ ｏｒｄｅｒｔｏ ｏｖｅｒｃｏｍｃｔｈｅｓｈｏｒｔｃｏｍｉｎｇｓ ｏｆｔｈｅ ｒａｔｅｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｒ／ａｎｄ ^{ｃｕｒｒｅｎｔ}ｂｅｉｎｇ ｌｉｍｉｔｅｄ ｉｎ ｓｉｎｇｌｅ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ^ＳＯｔｈａｔ ｉｔｓ ｃａｐａｃｉｔｙ ｉｓ ｌｉｍｉｔｅｄ ａｎｄ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｐｏｗｅｒＣａｎｎｏｔ ｍｅｅｔ ｔｈｅ ｎｅｅｄｓ ｏｆ ｌａｒｇｅ ａｎｄ ｍｅｄｉｕｍ—ｓｉｚｅｄ ｗｏｒｋｐｉｅｃｅｓ ｔｒｅａｔｍｅｎｔ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｓｅｒｉａｌ－－ｒｅｓｏｎａｎｔ ｌｏａｄ ｕｓｅｄ ｉｎａｎ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｉｓ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ _{ｓｔｒａｔｅｇｙ} ｂａｓｅｄ ｏｎ ＰＳ—ＰＷＭ（Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｆｔｅｄ ＰＷＭ）ａｎｄ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ^{ａｒｅ ａｌｓｏ} ａｐｐｌｉｅｄ．Ｆｏｒ ｅｎｈａｎｃｉｎｇ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ａｎｄ ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ

ｏｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍ ｑｕａｌｉｔｉｅｓ ｏｆｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ^{ｃｕｒｒｅｎｔ}ｓｉｍｕｌｔａｎｅｉｔｙ．

Ｔｈｅ ｄｙｎａｍｉｃ ｍｏｄｅｌ ^ｏｆｔｈｒｅｅ－－ｌｅｖｅｌ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｂｙ ＰＳ－ＰＷＭ ｉｓ ｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄ ａｎｄ ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｂａｓｅｄ ^{ｏｎ ｔｈｅ} ａｎａｌｙｓｉｓ ｒｅｓｕｌｔｓ．ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ｖｅｉｌｆｙ ｔｈｅ ｖａｌｉｄｉｔｙ ａｎｄ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｏｆｔｈｅ ＰＳ—ＰＷＭ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ，ｕｓｉｎｇ Ｐｓｐｉｃｅ^ｔｏ ｓｉｍｕｌａｔｅ ｔｈｅ ｐｒａｃｔｉｃａｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ—ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｉｎｖｅｒｔｅｒ（２５ ｋＨｚ，５４０Ｖｄｃ）．Ａｎ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｂｙ ＰＳ—ＰＷＭ ｉｓ ｄｅｓｉｇｎｅｄ，ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆ ｗｈｉｃｈ ａｒｅ １０ｋｗ ａｎｄ ５ｋＨｚ ｓｅｐａｒａｔｅｌｙ．

Ｔｈｅ ｓｐｅｃｉａｌ ＤＳＰ ｃｈｉｐ ^ｏｆ ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ ｔｈａｔ ｐｒｏｄｕｃｅｄ ｂｙ ^ＴＩ Ｃｏｍｐａｎｙ ｉｓ ｕｓｅｄ ^ａｓ ｍａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｏｆ ｔｈｅ

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Ｔｈｅｎ ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ｂｌｕｅ ｐｒｉｎｔ ^ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ^{ｃｏｎｔｒｏｌ} ｂｌｏｃｋ，ｄｒｉｖｅｆｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ

ｐｒｏｔｅｃｔｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ，ａｎｄ ^ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍａｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ^ａｒｅ ｇｉｖｅｎ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ．Ａｔ ｌａｓｔ，

ａｓｉｍｐｌｅ ｓｕｍｍｉｎｇ—ｕｐ ^{ａｂｏｕｔ}ｔｈｅ ｔｏｐｉｃ ｗａｓ ｍａｄｅ．

ＫｅｙＷｏｒｄｓ：Ｔｈｒｅｅ－－ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ；Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｈｅａｔｉｎｇ；Ｓｅｒｉａｌ－・Ｒｅｓｏｎａｎｔ；Ｐｈａｓｅｄ・－ｓｈｉｆｔｅｄ ＰＷＭ

ＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒ０１

ＩＩ

本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 本人为获得江南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。

与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。

签名．２丑！西 ^{日期．砷年岁胁日}

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签名：皿导师签名：丝

日期：孑州＞年ｆ月５护日

第一章绪论

１．１感应加热的发展史及其发展趋势 １．１．１感应加热电源的历史及现状

电磁感应现象早在１８３１年就己经被发现，其本质是闭合线圈中的磁通变化会产生 感应电流。在一般电气设备中，电磁感应产生的涡流以及涡流引起的发热是有害的，而 感应加热则利用涡流达到加热金属的目的。早在十九世纪末，Ｆｏｕｃａｕｌｔ，Ｈｅａｖｉｓｉｄｅｈｅ 及Ｔｈｏｍｓｏｎ等人就对涡流理论和能量由线圈向铁芯传输的原理进行了系统的研究，最早 建立了感应加热的理论基础。同时，在１８９０年，瑞典人Ｋｊｅｌｉｎ发明了有心感应炉用于 金属冶炼，开始了应用电磁感应的涡流热效应原理的尝试“１。

在本世纪初，玻璃管汞弧整流器的发明标志着电力电子学的起源。到了五十年代末，

晶闸管的出现迎来了感应加热电源技术以致整个电力电子学划时代的发展，标志着以固 态半导体器件为核心的现代电力电子学的开始。在五十年代以前出现的感应加热电源主 要有：工频感应熔炼炉、电磁倍频器、中频发电机组和电子管振荡器式高频电源“。。

工频感应熔炼炉以电网电压产生的交流磁通对被加热负载加热。由于电网频率很 低，为达到足够的输出功率和发热效果，电网必须提供大电流以建立足够强的磁通。在 电网和负载之间，还串有调压设备，以调节输出功率。电磁倍频器采用饱和变压器，通 过产生非正弦磁通，再适当连接含有非正弦磁通变压器的二次绕组，直接获得倍频电压。

中频发电机组问世于１８９２年，直到１９６６年晶闸管中频感应加热装置出现以前，在 中频感应加热领域，中频发电机组一直占据着统治地位。二十世纪二十年代后期，电子 管才被应用于感应加热装置。目前电子管高频振荡器已被广泛应用于工业生产。常用的 电子管振荡器频率范围一般在０．１～５ｂＩｌｉｚ左右，特殊的有ｌＯＮｔｚ以上的振荡器应用于不 同的场合。由于电子管振荡器的直流工作电压通常高达１２ｋＶ，因此必需采用升压变压器。

五十年代末出现的硅晶闸管，引起了感应加热电源技术以致整个电力电子学的一场 革命．感应加热电源及应用得到了飞速发展。如今，在中频（１５０８ｚ～ｌＯｋＨｚ）范围内，晶

闸管中频感应加热装置己经完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器。

自八十年代以来，现代半导体微集成加工技术与功率半导体技术的结合，为开发新 型功率半导体器件提供了条件，相继出现了一大批全控型电力电子半导体器件（ＧＴＲ，

ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，ＳＩＴ，ＳＩＴＨ，ＭＣＴ等），极大地推动了电力电子学的发展，为固态超音频、

高频电源的研制提供了坚实的基础”’。

在国外，１８９２年世界上第一台中频发电机组研制成功，１９５８年第一只２００Ｖ、５０Ａ 可控硅诞生以来，随着可控硅容量的逐步增加和快速可控硅的出现，可控硅变频器材得 到了飞跃的发展。可控硅变频器最早在欧洲出现。１９６６年瑞士ＢＲＯＷＮ ＢＯＶＥＲＩ公司发布 了第一台功率为７５０ＫＷ、频率为１０００Ｈｚ的可控硅中频电源供瑞士一家翻砂厂应用，采用 并联逆变线路，炉子电压为１４００Ｖ。与此同时，西德ＡＥＧ公司再１９６６年研制成了８４０ｋＷ、

５００Ｈｚ的串联逆变器，炉子电压为３０００Ｖ。七十年代后期，晶闸管中频装置已经逐渐代 替了以前的中频发电机组，成为中频感应加热领域的主导产品。８０年代后，全控型自关 断导体器件开始取代线路复杂、体积庞大、功能指标较低的普通晶闸管和换相电路。在 高频感应加热领域里，ＳＩＴ与功率管ＭＯＳＦＥＴ成为了与电子管相抗衡的电力半导体器件，

由于它们比电子管构成的装置体积小（缩小２／３），节能（节电１／３以上），节水（节约１／２），

高效（效率提高２／３），而且寿命长，安全可靠，易于实现自控，加热质量高，维护工作 量小，可随用随开，已经完全取代了对电子管做为感应加热的开关设备。日本在８０年 代中后期已经用ＳＩＴ研制了２００ｋＨｚ，２００ｋＷ的高频感应加热电源，现已实现商品化。德 国也于８０年代末研制出了５０～２００ｋＨｚ，数百千瓦的感应加热电源。目前德国已经将 １１００ｋＷ／１５０ｋＨｚ和２５ｋＷ／５ＭＨｚ感应加热电源产品化；英国也已经有了５ｋｗ／２７删ｚ的感应 加热电源产品”１。

我国感应加热技术从５０年代开始就被广泛应用于工业生产当中。６０年代末开始研 制晶闸管中频电源。到目前已经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的应 用市场。在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，已经形成了５００～

８０００Ｈｚ／１００～３０００ｋｗ的系列产品。在超音频领域的研究工作人员八十年代已经开始。浙 江大学采用晶闸管倍频电路研制了５０ｋｗ／５０ｋＨｚ的超音频电源，采用分隔电路研制了 ３０ｋＨｚ的晶闸管超音频电源。从九十年代开始，国内采用ＩＧＢＴ开始研制超音频电源。与 发达国家相比，无论是容量、控制技术手段、电源工作频率还是生产规模和工艺技术方 面，我们仍存在许多空白，有待我们去研究和开发。由于采用电力半导体器件，与电子 管装置相比感应加热电源无论是外观，还是内在的电路结构都趋于简单化和单一化。而 且由于半导体感应加热电源频率应变性极强，又有自动跟踪负载频率变化的特性，其频 率等级也更规范化和科学化”’。

我实验室于１９９８年开始致力于感应加热的研究，在老师的领导和努力下，对感应 加热系统进行了多次的技术改造和完善，现在己研制成功了６０ｋＷ／３０ｋＨｚ（采用ＩＧＢＴ器 件）、ｌＯｋＷ／１２０ｋＨｚ（采用ＭＯＳＦＥＴ器件）的多种型号感应加热电源系统，成功的应用到了 铜排焊接、钢丝热处理等工业领域，现正积极研发ｌｋＷ／１ＭＨｚ ＭＯＳＦＥＴ感应加热电源装置，

研制成功后将达到国家先进水平”。。

１．１．２感应加热电源的发展方向

感应加热电源的整流器和逆变器是典型的电力电子电路，是电力电子技术的重要组 成部分。随着工业应用不断提出新的要求和电力电子器件及技术的发展，以及计算机微 控制性能的增强以及现代控制理论的发展，感应加热装置无论其理论还是实践也在不断 发展和成熟。从目前情况来看，未来感应加热技术电源的发展趋势大致可以概括为以下 几个方面‘”：

１．功率半导体器件的大容量化、高频化将带动感应加热电源的大容量化和高频化：

２

２．随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，感应加热电 源正向智能化控制方向发展；

３．随着对整个电网无功及谐波污染要求的提高，具有高功率因数低谐波污染电源也 将成为今后发展的一个方向；

４．电源和负载的最佳匹配。由于感应加热电源多用于工业现场，其运行工况比较复 杂，它的负载对象也各式各样，而电源逆变器与负载是一个有机的整体，它们之间的配

置方式将直接影响到电源的功率利用系数。

Ｉ．２感应加热的基本原理

感应加热是根据电磁感应原理，利用涡流对置于交变磁场中的工件进行加热。其工 作原理如图卜１所示。电流通过线圈产生交变的磁场，当磁场内磁力线通过待加热金属 工件时，交变的磁力线穿透金属工件形成回路，故在其横截面内产生感应电流，也就是 涡流（亦称傅科电流），可使待加热工件局部迅速发热，从而完成工业加热。导体表面 的涡流最大，越深入导体内部涡流越小”’。

／ｆ＼

感应线圈

金属工件

图卜Ｉ感应加热原理图

当感应线圈上通过上述交变电流ｉ时，线圈内部会产生相同频率的交变磁通口，根 据电磁感应原理，交变磁通妒将会在金属工件中产生感应电势ｅ。由ｋ¨ＩＸＷＥＬＬ电磁方程 式，感应电动势Ｐ的大小为

Ｐ＝Ｎ华

Ⅱ／－

式中Ｎ是线圈匝数，交变磁通ｐ是按正弦规律变化的，则有

缈２０。ｓｉｎｃｏｔ （１．２）

式中为交变磁通的最大值，则可得到感应电动势为：

ｅ＝Ｎ由。ＣＯＳＣＯｔ （１．３）

因此感应电动势的有效值为：

Ｅ＝兰华＝４－４４Ｎｆｏ，

式中厂为交变电流的频率。在金属导体横截面内产生的涡流，，与感应电动势和涡流回路 的阻抗ｚ相关

Ｉ，＝一Ｅ＝１』．

。

√Ｒ２十石：

式中：

Ｒ： 涡流回路等效的电阻（Ｑ）

Ｚ： 涡流回路等效的感抗（Ｑ）

感应加热电源通过感应线圈把电能传递给要加热的金属，然后电能在金属内部转变 为热能。感应线圈与被加热工件并不直接接触，能量是通过电磁感应传递的，故感应加 热属于非接触式工件加热，其产生焦耳热的功率为

Ｐ＝０。２４矿Ｒ－警

式中

Ｐ：涡流作用在加热工件上所产生的热量（ｗ）

，，：电流有效值（Ａ）

由式１－６可以看出，当负载固定时，发热功率与频率的高低和磁场的强弱有关。感 应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线圈中的电流可以使 工件中产生的涡流加大；同样提高工作频率也会使工件中的感应电流加大，从而增加发 热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小与金属的截面大小、截面形状、导电率、

导磁率以及渗入深度有关。

涡流密度由于集肤效应的作用，使其在工件的分布从表面向里面衰减，其衰减大致 呈指数规律变化。工程上通常规定当导体电流密度由表面向里面衰减到数值等于表面电 流密度的０．３６８倍时，该处到表面的距离占称为电流渗入深度。可以认为交流电流在导 体中产生的热量大部分集中在电流透入深度占内。

透入深度占可用下式来表示：

扣５０３０蟛

式中

Ｐ：导体材料的电阻率（Ｑ｝ｃｍ）

珥：导体材料的相对磁导率 厂：电流频率（Ｈｚ）

由式卜７可以得出，当导体材料的电阻率Ｐ和相对磁导率从确定后，其渗入深度６ 仅与频率的平方根成反比，因此它可以通过改变频率来控制，频率越高，工作的透热厚 度就越小；反之，透热厚度就越大。

由于感应加热过程主要是依靠电流感应透热及热传导的方式实现，所以其可在很短 的时间内将工件加热到预期的深度和温度。感应加热过程中，能量的传递可以是以电磁 波的形式进行的，所以受外界的干扰小，能量的扩散少，大大提高了能量的利用，提高

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了加热的效率。此外，感应加热时由于高频集肤效应，如加热频率越高，则其透入深度 减小得越快，故对于圆柱形的小钢坯、扁钢坯、钢板等可实现穿透式加热，且感应加热 在很短的时间甚至瞬间完成，随后加水迅速冷却，故待加工工件表面来不及氧化，所以 表面氧化降低，提高了对工件加工的质量。感应加热的热源是电能，加热中不会产生任 何有害的气体和污染物。加工过程中热源的参数主要是电源的功率和频率，这两项电参 数在控制过程中是很容易实现自动控制的，不需要相关的转换模块，可以更有效的控制 加工的质量，且易于实现智能控制。由于以上种种优点，使感应加热在钎焊行业、淬火 行业、退火行业、金属熔炼热处理、机械制造、轻工及电子类的加工等现代工业生产中 得到了广泛的应用。’。

１．３选题意义和主要工作

１．３．１选题意义

传统的两电平逆变器的主要优点是主电路拓扑结构、控制策略和控制方法都比较成 熟，但功率往往无法满足实际需求。多电平逆变器（Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）由于开关器 件的串联分压扩大了容量，并且对于开关管的要求相对较低，一方面在相同功率下减小 了输出电流，另一方面也降低了成本。此外，多电平逆变器由几个电平台阶合成的阶梯 波逼近正弦波输出电压，减小了高次谐波。

目前国内的感应加热电源，无论是功率还是频率与国外先进水平相比有较大差距，

所以将三电平技术运用于感应加热是一个新的应用领域，目前国内尚无实用化产品问 世。因此本文研究一种新型三电平感应加热逆变电源，通过二极管箝位和滤波电容均压，

使两只串联开关器件在额定电压确定下达到成倍增加输出电压幅值和输出功率的目的，

对缓解大功率运用场合的需求有着重大意义。

１．３．２课题的主要任务

本文的主要任务就是研究出一个可行的三电平感应加热电源装置，探讨合适的调功 方式。具体做两方面的工作，一方面是选择主电路拓扑结构并制定合理的调功方式；另 一方面是数字信号处理器ＤＳＰ在三电平感应加热中的应用，用它来实现功率调节。具体 的内容为：

１．对传统感应加热电源的主电路拓扑结构进行对比分析，对各种功率调制方式进行 分析，并进行仿真对比研究；

２．针对传统功率调节方式的不足，提出一种新颖的基于脉宽移相功率控制（ＰＳ—ＰｗＭ）

模式，以便实现较好的功率调节，用较小的移相角实现较宽的功率调节范围，并使感应 加热电源逆变器的功率器件工作在全域软开关状态；

３．建立ＰＳ—Ｐ删控制感应加热电源的数学模型，根据电源的数学模型分析结果对 ＰＳ—ＰＷＭ控制的感应加热电源进行仿真分析，验证理论推导结果；

４．设计一台基于ＤＳＰ的ＰＳ—ＰＷＭ控制策略的ｌＯｋＷ／５ｋＨｚ感应加热电源。通过对主电

路功率器件参数计算，确定ＩＧＢＴ选用西门康公司的ＳＫＭｌＯＯＧＢ０６３Ｄ（两单元）。并设计了 检测电路、驱动和保护电路，以及完成辅助电源电路的设计：控制系统以ＩＴ公司的专 用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ控制芯片为核心，进行整个电源控制系统的硬件设计和软件编程。

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第二章传统感应加热电源技术的比较分析

感应加热电源一般由以下几个环节组成，如图２－１所示。

１．整流环节（ＡＣ—Ｄｃ）；２．滤波环节（ＦＩＬＴＥＲ）；３．逆变环节（ＤＣ－ＡＣ）；

４．负载及谐振槽路（Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔａｎｋ）：５．控制及保护环节（Ｃｏｎｔｒｏｌ ^Ａｎｄ Ｐｒｏｔｅｃｔ）。

图２－１感应加热电源原理图

感应加热的负载是感应线圈和被加热工件，其可等效为一个电感和电阻串联，负载 呈感性。为了提高功率因数和逆变器的输出功率，一般可采用联接补偿电容的方法，使 感应加热电源负载的固有频率与逆变器的工作频率相同，即负载的固有特性会随着温度 的升高而发生变化，尤其是在局里点附近，其电阻率和磁导率都会发生较大的改变“…，

感应加热电源逆变器功率开关器件的工作频率应跟随负载固有频率的变化而变化，因此 感应加热电源必须有很好的锁相和频率跟踪能力。

２．１整流部分

整流电路主要有二极管整流、晶闸管相控整流以及新型开关器件的ＳＰＷＭ整流。感 应加热系统中，一般采用相控整流，电路结构如图２—２所示。

Ｊ Ｉ

一ｆ—^＿ｅ－－ 一ｆ Ｚ ｌ ２ ∑ Ｚ ∑

Ａ Ｂ

Ｌ ｄ ^２＝Ｃｏ 【

Ｃ

—ｒ－

一Ｌ－－ _一ｆ Ｚ ∑ Ｚ ∑ Ｚ ∑

１ ｒ

Ｒ

图２－２三相晶闸管相控整流电路图

晶闸管相控整流电路的特点是其输出电压值连续可调，通过调节晶闸管的导通角，

可以实现系统的功率调节““；缺点是当导通角很小时，即在深调压的场合下，其输出电 流尖峰值很高，功率因数较低，谐波分量很高、ＥＭＩ很大。晶闸管相控整流电路一般应 用在早期的感应加热系统中。

随着电力电子器件的飞速发展，在二十世纪七十年代，有人开始将ＰＷＭ技术引入整

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流领域并取褥了良好的效果。采用Ｐ啊ｎ２１整流可获得单位功率因数和正弦化输入电流。

与传统的整流器相比，ＰＷＭ－ＳＭＲ对电容、电感这类无源滤波器件大大减少。Ｐ＿ｌｙＭ整流拓 扑结构可分为电流型和电压型两大类，目前应用较多的电压型高频Ｐ嘲整流器，其拓扑 结构如图２—３所示。通过对ＶＴＩ～ＶＴ６六个开关器件的控制，以实现能量的双向传输，

并使输入电流波形跟踪输入电压波形，实现较高的功率因数。

图２－３三相电压型ＳＰ州开关整流电路

然而，ＳＰ删整流器由于对直流侧的电压利用率较低““，故为了实现网侧高功率因 数，需显著提高直流母线电压，通常直流母线上的电压会达到８００Ｖ～１０００Ｖ左右，进而 造成整流桥与逆变桥功率器件的电压应力，增加了系统的成本；由于整流器的开关器件 均处于硬开关状态，故其通态损耗也很大，使系统的效率降低。

二极管不控整流电路结构简单，不需要额外的控制电路，与晶闸管相控整流电路相 比较，提高了功率因数，减小了输入侧的ＥＭＩ。且其输出电压值适中稳定，较适合作为 感应加热电源的整流器。

２．２电压型逆变器与电流型逆变器的比较分析

由自关断器件构成的电压型串联谐振逆变器和电流型并联谐振逆变器的电路拓扑 分别如图２－４和２－５所示。

图２－４串联谐振式逆变器的电路结构图

Ｂ

图２－５并联谐振式逆变器电路结构图

图２－４中的电压型串联谐振逆变器由４个ＩＧＢＴ（啊～喝）和与其反并联的快速

二极管ＶＤ，一／，＇Ｄ４组成的两个桥臂，其输入电压值讥恒定不变，输出ｓｇ压．ｕ。，的波形为矩

形波且其不受负载变化的影响。工作时，轮流触发啊，和％．且使其开关频率与负载

的固有频率相等，Ｌｃ谐振槽路发生谐振，输出高频正弦波电流。串联谐振式电压型逆变 器的工作原理如图２—６所示。

ＶＴｌ．３

ＶＴ２．４

Ⅳ』月

ｌｏ

Ｉ

——］厂—］ _厂

ｌ Ｉ Ｉ Ｉ ～

——］厂—］

ｌ ｌ ｌ ｌ

／—＼／一—、、 ～

ｔｏ ｔ－＼ ／ｔ２ ｔ｜＼ ^{／ 一}

图２—６串联谐振式电压源逆变器工作原理

当ｔ＝ｔｏ时，触发啊，，电流从电源正端一矿Ｚ—Ｒ—Ｃ一啊一电源负端流通。负载电路 工作在振荡状态，因而负载电流乇按正弦规律交化，在乇～＾期间，电流经啊，流通，

形成ｔ。的正半波。到ｆ，时刻，电流降到零，电容Ｃ上的电源极性为左正右负。此时，关

断ＴＲＩ，３，触发％．，电流从电源正端一嘎一Ｒ—子喝一电源负端流通，形成乇的负半波。

在ｔ２～ｔ，期间，电流经隅．流通，形成ｆｏ的负半波。在实际应用中，上、下桥臂必须遵

守先关断或开通的原则，一般留有死区时间ｆ，，快速二极管Ｄｌ—Ｄ４在ＩＧＢＴ关断时，为 负载振荡电流提供续流回路，在，．期间，输出侧能量通过其回馈电源。

图２－５中的电流型并联谐振逆变器，玑是整流器输出的脉动直流电压，厶是平波 电抗器，Ｃ是补偿电容，与其感应加热线圈并联；Ｌｏ和Ｒ是感应加热线圈的等效电感和 电阻。逆变桥由四只桥臂构成，每一桥臂由开关器件ＩＧＢＴ和与其串联的二极管组成。

由于厶的作用，Ｌ为平滑的直流。通过对开关器件啊、嘎、啊和隅的控制使直流

电流厶变换成高频的交流矩形波电流输出，为使逆变器正常工作．应控制逆变器开关器

件的工作频率略高于负载谐振频率。此时负载回路对输出的高频矩形波电流中的高次谐 波电流呈现阻抗，对其基波电流呈现高阻抗，因而使输出电压Ⅱ。。接近正弦波。并联逆 变桥的四个开关状态及其工作原理如图２—７所示。

ＶＴｌ．３

ＶＴ２。４

ｌＯ

“』＿

ｔ

——］厂—］ 厂一

ｊ Ｊ Ｊ Ｊ 一

——］厂—］ 厂一

Ｉ Ｉ Ｉ

ｌ

．／—、／—＼． 一

＼ ／ ＼ ／ ^一

图２—７并联谐振式逆变器工作原理

在感应及热电源设备中，与并联谐振型逆变器相比，采用串联谐振型逆变器更具有 优点：串联谐振逆变器起动较容易，适用于频繁启动工作的场所；并联谐振逆变器需附 加起动电路，起动较为困难，起动时间长。并联逆变器的开关器件承受的反压比较大，

因此需对每个桥臂的开关器件串接同容量的快恢复二极管予以保护，这将增大每个桥臂 的通态损耗，且通常的新型开关功率器件内部均会存在寄生的反并联二极管，在开关管 承受反压时，可能会引起较大的环流损坏器件；串联谐振式逆变器工作时，开关器件承 受的反压仅为二极管正向导通压降。并联逆变器对槽路布线的要求很高，线路电感可能 会改变电路的结构，影响逆变器工作；串联谐振式逆变器对布线的要求比较低，线路电 感只会对谐振负载回路的电感量大小产生及其微小的影响“”。

从电路原理来看，电压型逆交器和电流型逆变器在各种变量的波形、电路的拓扑、

还有电路的特性等方面都存在着对偶关系，下面列表加以说明。

表２－Ｉ电路拓扑的对偶

电压型逆变器 电流型逆变器

入端并联电容已（等效电压源） 入端串联电感ｂ（等效电流源）

负载为Ｒ、Ｌ、Ｃ串联谐振电路 负载为Ｒ，Ｌ，Ｃ并联谐振电路

逆变开关为单向耐压。取向载流 逆变开关为双向耐压，单向载流

表２－２电压、电流波形的对偶

电压型逆变器 电流型逆变器

入端电压为恒定直流 入端电流为恒定直流

当工作在负载谐振频率时，入端电流 当工作在负载谐振频率时，入端电压

为正弦半波波形 为正弦半波波形

输出电压为方渡 输出电流为方波

输出电流为正弦波 输出电压为正弦波

１０

表２－３电路特性的对偶

电压型逆变器 电流型逆变器

负载阻抗频率特性为串联谐振特性，因此 负载阻抗频率特性为并联谐振特性，因此

不宜空载 可以空载

短路及直通保护困难 短路及直通保护容易

逆变器及负载开路保护容易 逆变器及负载开路保护困难

从上面三个表格可以看出，理解和掌握表２—１，２—２两表中的对偶关系有助于分析 和比较两种逆变电路的工作原理，而了解表２—３中的对偶关系则有助于正确可靠地设计 保护电路。

２．３谐振槽路

下面主要分析感应加热电源谐振槽路的一些数学关系，分为并联谐振和串联谐振两 种基本形式。

２．３．１并联谐振

图２—８是将电阻Ｒ和电感Ｌ串联后再与Ｃ并联的电路，也是并联谐振电路的常见结 构。

Ｔ

Ｅ

图２－８并联谐振电路

ＩＬ

假定此电路中的电源Ｅ＝％ｓｉＩｌ耐，内阻为零，则在电路各个支路中流过的电流分

别为：

ｉＩ：里：上．；ｒ：生：ｉ∞．Ｅ

馘＋ｉｃ＝而Ｅ＋ｊ茈釜一Ｒ＋ｊｏ）（ｃｏ譬ｚＬ｝ＺＣ铲＋擘Ｒ２Ｃ－Ｌ）三ｊｏ）Ｌ

因此并联总阻抗Ｚ为：

ｚ：拿：——望堑Ｉ

。；Ｒ＋ｊｃａ（ｃ０２Ｌ２Ｃ＋Ｒ２Ｃ—Ｌ）

…～

当电蹯发生并联谐振时，式（２一Ｉ）的虚部项为零，即：口２三２Ｃ＋Ｒ２Ｃ—Ｌ＝０。

因此得谐振得角频率为：

％：∞：、Ｉ

^{Ｒｚ一—丢、／１一毕}

％卸２、Ｊ。。。一面√卜Ｔ

图２ｑ中的Ｒ，一般为电感线圈所包含的直流阻抗，当Ｒ《√考时，根据上式，电

路的谐振角频率接近于理想ＬＣ并联电路谐振频率：

％４面

进一步分析可知，随着电阻Ｒ的增大，谐振频率将减小直至为零，所以为了获得合 适的谐振频率点，Ｒ值选择尽可能的小。将谐振角频率用频率来表示，则为：

五２ｉ赢

从式（（２．１）可知，谐振时电源的输出电流为：

￡＝茄舞＝

●

ＲＥ

：塑古

上

阻抗：ｚ＝了Ｅ＝面Ｌ＝Ｑ２五

式中Ｑ＝Ｏ，ＲｏＺ＝瓦面１

￡：事：—Ｌ：奎（罕一．，％０Ｒ

ｉｃ＝皂２ｊ咏ｉ

其模分别为：

ｌ酆婚诚ｅ吐厢咄

如：ｑＣＥ：＿ＥＣＲＱ：纰

显然，谐振时负载阻抗ｚ。达到最大值，由电源输入的电流极小，

却很大，为电源输出电流，＾的Ｑ倍，因此，常称此谐振为电流谐振。

１２

（２．５）

（２．６）

（２．７）

（２．８）

（２．９）

（２．１０）

而各支路的电流

ｘ。兰墨：

ｘ Ｌ＋Ｘｃ

上

匡

：

！￡

旦一堕

‰ ^∞ 根据以上分析可得：

１．并联谐振电路的谐振频率点由Ｌ和Ｃ的大小来确定，在实际应用中，Ｌ和Ｒ的值 是由加工工件（负载）所决定的，所以往往通过并联电容ｃ来改变整个负载的谐振频率点。

２．随着频率向谐振频率点靠拢，负载阻抗增大，电流降低，在诣振频率点（电源的 工作频率点），电源输出的电流可达到最小，对于电源来说是有利的。根据并联电路的

ｌ １／＇７

品质因素Ｑ。瓦彖２责、／丢，电路的Ｒ往往很小，Ｑ值较高，此时虽然逆变电源的输出

电流很小，但是流过电容Ｃ和电感Ｌ的电流仍然会很大。

３．电路频率偏离谐振点越远，电路的阻抗Ｚ（一Ｘ）就越小，而且当Ｑ值越大时，

这个变化更加明显，也就是说，Ｑ值越大，Ｚ在谐振频率点附近的变化也越大。

２．３．２串联谐振

如图２—９所示，电感Ｌ、电容Ｃ、和电阻Ｒ组成串联谐振电路。

Ｅ

幽２呻旱联谮振电路

串联谐振时有：石＝五一ｔ＝础一历１＝据尝一詈）＝ｏ

定义谐振回路品质因数：Ｑ＝警＝五去

谐振频率：峨＝—７二

√￡Ｃ

谐振时外电源的电压全部加在电阻上。此时，电感Ｌ上的压降和电容Ｃ上的压降在 量值上完全相等而方向相反，电压的量值是输入电源的电压量值的Ｑ倍。谐振时流过电 路的电流和外电源电压同相，因此电路的功率因数ｃｏｓ《ｏ＝ｌ。即：

Ｒ

伽矿２ｉ５

２．４小结

本章概括的介绍了感应加热电源主电路的拓扑结构，分别对整流环节、滤波环节和 逆变环节进行了对比分析介绍。通过对各种电路拓扑结构进行结构复杂度、性能及成本 上的综合比较，确定本课题所要研究的感应加热电源整流部分采用三相不控整流，逆变 部分采用串联谐振式负载。

１４

第三章多电平逆变器的拓扑结构及其功率控制策略

３．１多电平逆变器的技术背景和特点

随着近年来电子行业的迅速发展，人们对电力电子装置输出电能的形式和容量提出 了越来越多的新要求。一方面，人们希望电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和 容量等级，如电力系统中以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置；另一方面，

为了满足输出电压谐波含量的要求，又希望这些大功率电力电子装置能工作在高开关频 率下且尽量减少ＥＭＩ问题。但现有电力电子器件的工艺水平，其功率处理能力和开关频 率之间是矛盾的，往往功率越大，开关频率越低，所以为了尽量实现高频化和低ＥｌｄＩ的 大功率变换，在功率器件水平未有本质突破的情况下，仅有的手段只能是从电路拓扑和 控制方法上找到解决问题的方案。在过去一二十年里，研究者们进行了大量研究和探索，

提出了多种高压大功率变换的解决思路和方法。多电平变换技术作为其中的一种具有代 表性和较理想的解决方案，因其固有的诸多优点，受到越来越多的关注、研究和应用“”。

电力电子器件是电力电子装置的核心，尽管在过去几十年，电力电子器件经历了晶 闸管（ＳＣＲ）、可关断晶闸管（ＧＴＯ）、双极型大功率晶体管（ＧＴＲ或ＢＪＴ）和场控器件（ＩＧＢＴ 和ＰＯＷＥＲＭ０ｓＦＥＴ）三个阶段，近年来，各种新型功率器件，如ＩＧＣＴ，ＩＥＧＴ，ＭＣＴ等又纷 纷出现“…。

在器件的控制模式上，从电流型控制模式发展到电压型控制模式，不仅大大降低了 门极（栅极）的控制功率，而且大大提高了器件导通与关断的转换速度，从而使器件的 工作频率由工频一中频一高频不断提高。在器件结构上，从分立器件，发展到由分立器 件组合成功率变换电路的初级模块，继而将功率变换电路与触发控制电路、缓冲电路、

检测电路等组合在一起的复杂模块。

所有这一切为高频逆变技术的开发，为逆变器实现高频化、小型化、轻量化，为节 能、节材、提高效率与可靠性奠定了基础。随着电力电子技术的发展，特别是可关断晶 闸管ＧＴＯ，电力晶体管ＧＴＲ，绝缘门极晶体管ＩＧＢＴ，集成门极换流晶闸管ＩＧＣＴ和射极关 断晶闸管ＥＴＯ等具有自关断能力全控功率元件的发展，再加上控制单元也从分离元件发 展到大规模数字集成电路及采用微机控制，从而使逆变装置的快速性，可靠性及经济性 不断提高，逆变器的性能也得到不断完善。

多电平逆变器的特点是它固有自平衡、自稳定以及低开关电压应力的运行特性，广 泛地应用于高压变换器中。多电平逆变器有以下的一些突出优点…１：

１．每个功率器件仅承受１／（ｎ－１）的母线电压（ｒｌ为电平数），所以可以用低耐压的器件 实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；

２．电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变（ＴＨＤ）：

３．可以以较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输出电压波形，

因而开关损耗小，效率高；

１ ５

４．由于电平数的增加，在相同的直流母线电压条件下，较之两电平变换器，ｄｖ／ｄｔ 应力大为减小，在高压大电机驱动中，有效防止电机转子绕组绝缘击穿，同时改善了装 置的ＥＭＩ特性；

５．无需输出变压器，大大减小了系统的体积和损耗。

３．２多电平变换技术的研究和应用 ３．２．１多电平变换器的拓扑结构

从目前所见到的各种多电平变换器主电路拓扑结构来看，主要可归结为三种基本的 拓扑结构““”１：１．二极管箝位型（Ｄｉｏｄｅ—ｃｌａｍｐ）；２．飞跨电容型（Ｆｌｙｉｎｇ—ｃａｐａｃｉｔｏｒ）；

３．具有独立直流电源的级联逆变器型（Ｃａｓｃａｄｅｄ—ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ^ｗｉｔｈ ｓｅｐａｒａｔｅ ＤＣ

ｓｏｕｒｃｅｓ）。

１、二极管箝位型（Ｄｉｏｄｅ－Ｃｌａｍｐｅｄ）多电平变换器

图３－Ｉ所示是一个单相全桥二极管箝位五电平变换器的主电路结构‘…，其中仉。，

％乩，Ｄ。，吐．，儿．，Ｄｂ．，Ｄ。，Ｄ。，％．，％．，Ｄｂ，为箝位二极管，分压电容Ｃｌ＝ｃ２

＝ｃ。＝已，所以ｖ。ｌ－Ｖ。。＝Ｖ矿Ｖ。＝ｖ。／４，每个桥臂有８个开关器件串联，其中每４个开关器 件同时处于导通或关断状态，从而得到不同开关状态组合及相应的输出电压。如表３－１ 所示，因此就可得到如图３－２所示的变换器输出波形。

图３－Ｉ 单相二极管箝位五电平变换器主电路

若要得到更多电平数，例如ｎ电平，只需将直流分压电容改为（ｎ一１）个串联，每桥 臂主开关器件改为２（ｎ－Ｉ）个串联，每桥臂的箝位二极管数量改为（ｎ—１）（ｎ一２）个，每（ｎ－Ｉ）

１６

个串联后分别跨接在正负半桥臂对应开关器件之间进行箝位，再根据与五电平类似的控 制方法进行控制即可。二极管箝位多电平变换器也可构成三相结构，它的控制原理和单 相相同。对于需要四象限可逆运行的负载，只需将两组相同的多电平三相变换器按照“背 靠背（ｂａｃｋ—ｔｏ—ｂａｃｋ）”方式连接就可实现。

图３—２二极管箝位五电平变换器输出电压波形 表３－１单相二极管箝位五电平变换器开关状态

Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｗｉ ｔｃｈ Ｓｔａｔｅ

Ｓ“ Ｓ日 Ｓ。 Ｓｄ Ｓ。．， Ｓ．２， Ｓｄ－ Ｓ“．

Ｖｄｃ １ ｌ １ １ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ

３Ｖ。／４ ^{Ｏ １ ｌ １ １ ０ Ｏ Ｏ}

Ｖｄｃ／２ ^{Ｏ Ｏ ｌ ｌ １ ｌ Ｏ ０}

、ｔ。／４ ^{０ Ｏ Ｏ ｌ １ １ ｌ Ｏ}

Ｏ Ｏ ０ Ｏ Ｏ １ １ １ １

二极管箝位型多电平变换器的特点如下：

优点：电平数越多，输出电压谐波含量越少；阶梯波调制时，器件在基频下工作，开关 损耗小，效率高；可控制无功功率流；ｂａｃｋ－ｔｏ—ｂａｃｋ连接系统控制简单：

缺点：需要大量筘位二极管；桥臂内外侧功率器件的导通时间不同，造成负荷不一致；

存在直流分压电容电压不平衡问题。

２．飞跨电容多电平变换器

该拓扑最早是由Ｔ．Ａ．Ｍｅｙｎａｒｄ和Ｈ．Ｆｏｃｈ在１９９２年的ＰＥＳＣ会议上提出的。图３—３ 所示是～个单相全桥飞跨电容五电平变换器的主电路结构图“”。由此可见，与二极管箝 位多电平变换器不同，这种电路采用的是跨接在串联开关器件之间的串联电容进行箝位 的，它的输出波形如图３—４所示。

值得一提的是该电路的电压合成更为灵活，即对于相同的输出电压，可以由不同的 开关状态组合得到，例如，对于输出电压Ｖ。。／２，可以由Ｓ。Ｓ。，Ｓ。．Ｓ。导通或Ｓ。，Ｓ．．，Ｓ。，Ｓ。

导通两种开关状态组合得到，这种开关组合的可选择性，为这种电路用于有功功率变换 及分压电容电压平衡提供了可能性和灵活性，但同时会带来控制上的复杂性和器件开关 频率高，系统损耗大的问题。与二极管箝位电路类似，飞跨电容多电平电路也可构成三 相系统，并可推广到ｎ电平，每相所需开关器件为２（ｎ一１）个，直流分压电容（ｎ—１）个以 及箝位电容（ｎ－Ｉ）（ｎ－２）／２个。

１７

‰一＜ｚ

‰一＜ｚ

＝＝ｃｌ

Ｉ

‰一＜ｚ

^ｋ ‰一＜ｚ

Ｃｂ】

＝

毒 ^］

Ｓａ３＂。ｋ

√

＝＝ｃ２

Ｌ

ｓ－．＿＜２ ］

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广

＝＝Ｃ－， _ｂ 上－－ ^＝Ｃｈ， 舌

＿

． ／

一：

ｂ＇

＝ ＝ Ｌ

ｓ刑（ｊ ｆ

嘶一＜ｊ

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一 ＝ｃ，

Ｌ

ｓ刑＜２

乩７１ｋ

√

一＝Ｃ・ ｌ

ｓ－．一＜ｚ

^{ｓｂｌｌｌ}

Ｉ Ｉ

图３—３单相电容筘位五电平变换器的主电路

：’蕊

；。ｂ／

图３－４单相电褥箝位五电平变换器输出电压波形

飞跨电容多电平交换器拓扑的出发点，是为了去除二极管箝位型电路中大量的箝位 二极管，但同时又引入了大量的悬浮电容。在电力电子装置中，电容是一个可靠性较差，

寿命较短的器件，而且对于高压大容量系统而言，电容体积庞大，难以集成，成本高，

所以近年来，对这一拓扑的研究已较少，但该拓扑仍具有一定的理论意义。

飞跨电容多电平变换器的特点如下：

优点：电平数越多，输出电压谐波含量越少；阶梯波调制时，器件在基频下开通关断，

损耗小，效率高；可控无功和有功功率流，因而可用于高压直流输电和变频调速；

大量的开关组合冗余，可用于电压平衡控制；

缺点：需要大量箝位电容，体积庞大，可靠性差：用于有功功率传输时，控制复杂，开 关频率高，开关损耗大；存在直流分压电容电压不平衡问题。

３．具有独立直流电源的级联逆变器多电平变换器

也“蜥也Ⅵ也如¨如

这是一种较为新颖的多电平变换器拓扑结构“４”１，它由４个单相全桥电路级联而成，

每个独立直流电源给一个单相全桥逆变器供电，不同电平逆变器的交流电压串联起来，

很显然，这种电路不再需要前两种电路中的大量箝位二极管和电容，但需要多个独立电 源，具体来说，对这种类型的ｎ电平单相电路，需要（ｎ一１）／２个独立电源，２（ｎ一１）个主

开关器件，另外，这种电路也存在类似飞跨电容电路的多开关状态组合的特点。

由于级联式多电平变换器的结构特点，它可采用Ｙ型和△联接成三相系统。级联式 多电平变换器的结构特点如下…。：

优点：电平数越多，输出电压谐波含量越少；阶梯波调制时，器件在基频下开通开关，

损耗小，效率高；无需箝位二极管和电容，在三种电路结构中，对于相同电平数，

所需器件最少，易于封装；基于低压小容量变换器联接的组成方式，技术成熟，

易于模块化，较适于７或９电平及以上的多电平应用场合；易采用软开关技术，

以避免笨重，耗能的阻一容吸收电路；不存在电容电压平衡问题。

缺点；需多个独立直流电源，当采用不控整流得到这些直流电源时，为减小对电网的谐 波干扰，通常采用多绕组曲折变压器的多重化来实现。这种变压器体积庞大，成 本高，设计困难；不易实现四象限运行。

４．多电平变换器拓扑结构研究的新进展和新思路

在以上三种多电平变换器基本拓扑结构的基础上，许多改进的电路拓扑被提出，这 里给出几个有代表性的例子”。。

（１）二极管箝位型多电平变换器的改进拓扑之一

在传统二极管箝位型多电平变换器中，当电平数超过三时，箝位二极管因需要阻断 多倍电平电压，通常由多个相同标称值二极管串联，由于开关特性的不一致及杂散参数，

可引起二极管两端的过电压，因而需要均压措施和很大的Ｒｃ吸收电路导致系统体积庞 大，成本增加。为解决这一问题，本文提出一种改进型拓扑，如图３—５所示。这种拓扑 所用的功率器件数量和传统拓扑一样。但由于筘位二极管位置的变化，该电路不仅能实 现功率开关管的电压筘位，而且还能通过直接和间接的方式将箝位二极管的电压筘在单

电平电压之内。这个改进在电平数较多的情况下，具有较大的优越性。

（２）二极管箝位型多电平变换器的改进拓扑之二

图３—６所示为另一种改进的二极管箝位型五电平变换器拓扑，该电路由一个通常的 两电平变换器桥臂，和一个传统的三电平变换器组成。在这个新拓扑中，由于增加了一 个可控桥臂，中点电位可以浮动，所以只需１４个功率开关管和６个箝位二极管（耐压 为单位电平电压时需１２个），就可实现五电平电压输出，和传统的二极管箝位型五电平 变换器相比，少用１０个开关管，１２个筘位二极管（耐压为单位电平电压时少用２０个），

１９

图３—５改进的二极管箝位型五电 图３－６新颖的混合型二极管箝位五电平

变换器拓扑 平变换器电路拓扑

大大节约了成本，提高了系统的可靠性。是一种较为新颖的思路，但这种拓扑只是增加 了输出电压的电平数，从而改善了输出电压波形，却并不能提高系统的电压等级，这是 应用该电路时所应考虑的。

（３）多电平变换器统一拓扑的研究

多电平变换器的概念从提出，到其拓扑结构分化成若干分支，研究者们就一直期望 能找到一种多电平变换器的统一拓扑，事实上，早在多电平变换器概念提出之初的１９８３ 年，印度人Ｐ．Ｍ．Ｂｈａｇｗａｔ就曾做过这方面的研究，其后，又有许多学者对此进行了深入 研究，图３—７是一种比较有代表性的多电平变换器统一拓扑“”。现有的二极管箝位型多 电平交换器拓扑，飞跨电容型多电平变换器都可以从这一拓扑推导得到，并且该统一拓 扑无需咐加任何额外的硬件电路和控制，自身就可实现直流侧电容的平衡。同时，通过 该拓扑还可以得到一些新的多电平拓扑，是目前所见到的较好的多电平变换器拓扑之

图３－７一种多电平变换器的统～拓扑结构

（４）多电平软开关技术的研究

软开关技术是指通过感性和容性元件的谐振原理，在导通前使功率开关器件两端的 电压降为零，或关断前使功率开关器件中电流下降到零，从而完成无损耗关断。

软开关发展的历程可以将其分为以下几种类型：准谐振电路，零开关Ｐ＿ｌｌ『Ｍ电路，零 转换ＰＷＭ电路。多电平软开关技术包括有源软开关技术和无源软开关技术““。目前有关 多电平逆变器软开关技术的研究，多集中在有源软开关方面，其研究成果主要是将一些 经典的两电平电路拓展到多电平电路中去。多电平逆变器有源软开关技术的研究主要是 把直流环节谐振型逆变器和极谐振型逆变器两种软开关拓扑结构拓展到多电平电路中。

简单分析了模块化筘位型直流环节三电平软开关逆变器和辅助谐振变换极电路的拓扑 结构和工作特性。最后介绍了一种无源无损吸收电路的拓扑结构。

（５）多电平变换器拓扑结构研究的新思路

多电平变换器拓扑机构发展到今天，已经比较成熟，但仍有一些重要的问题需要研 究和解决旧１。除了上文提及的多电平变换器基本构成单元和统一拓扑问题，仍需进一步 研究外，随着近年来，新的ｌＥＥ标准的颁布，对某些Ｄｃ—Ｄｃ变换器的电压等级提出了更 高的要求，多电平变换器在Ｄｃ—Ｄｃ变换领域到了新的应用空间，相关研究是一个需要关 注的方向。同时，多电平变换器软开关技术的研究，是一个具有挑战性的研究方向，由 于多电平变换器的功率开关数量众多，电路结构复杂，所以目前的软开关电路，结构都 相当复杂，使得其实用性受到怀疑。相反，无源软开关技术，可能是一种对多电平变换 器这种复杂电路的比较合适的选择，只要设计合理，它不仅能实现软开关的功能，而且

不会增加系统控制的复杂性。

３．２．２多电平变换器Ｐ删控制策略

多电平逆变器功能的实现，不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础，还要有相应的 ＰＷＭ控制方式作为保障，才能保证系统高性能和高效率的运行。在过去的近二十年里，

大量的多电平变换器ＰＷＭ控制方法被提出，它们基本上都发源于业已成熟的两电平Ｐ删 技术，归纳起来可以分为以下几大类９’：阶梯波调制，开关点预制Ｐ删法，基于载波的 Ｐ哪技术，空间矢量ＰｗＭ技术，Ｓｉｇｍａ—ｄｅｌｔａ调制法等。

１．多电平逆变器阶梯波调制

典型的阶梯波调制参考电压和输出电压波形如图３－８所示，很显然，输出电压电平 台阶的产生，实际上是对作为模拟信号的参考电压的一个量化逼近过程，这种调制方法 对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以可以用低开关频率的大功率器件，如ＧＴＯ 实现，控制上硬件实现方便。该方法的缺点是，由于开关频率较低，输出电压谐波含量 较大，常用于电力系统无功补偿等场合。

２１

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Ⅵ∥’

图３－８三电平阶梯波输出电压波形 图３－９三电平开关点预制法输出波形

２．多电平逆变器开关点预制ＰＷＭ法

该方法类似于两电平开关点预制ＰＷＭ法，不同的是，在多电平逆变器的控制中，预 制的“凹槽”位于阶梯波上，而不是位于方波上，如图３－９所示。用于消除特定次谐波 的“凹槽”位置信息，先离线计算后存于存储器中，运行时，实时读出后进行输出控 制。因此，这种方法受到计算时间和存储容量的限制。

３．多电平逆变器基于载波的Ｐ删技术

多电平逆变器基于载波的ＰＹ／Ｍ技术，来源于两电平ＳＰ州技术，不同于两电平ＳＰＹｆｌｖｌ 方法，由于多电平逆变器的载波和调制波不止一个，每一个载波和调制波又有多个控制 自由度，例如，载波至少有频率，相位，幅值和偏移量等多个控制自由度，调制波也至 少有频率，幅值，零序分量和形状等多个控制自由度，这些控制自由度的不同组合，将 产生大量的ＰＷＭ控制方法，这里给出几种具有代表性的方法”…。

（１）多电平消谐波ＰＷＭ法（Ｓｕｂｈａｒｍｏｎｉｃ Ｐ删ＳＨＰｗＭ）

这是一种最流行的多电平Ｐ删调制方法，它是两电平ＳＰＷＭ方法在多电平变换器控 制中的直接拓展，其载波通常为三角波，调制波为正弦波，根据载波和调制波的数量和 位置的不同，该方法可分为两大类：ａ）基于多载波的多电平消谐波ＰＷＭ法；ｂ）基于多 调制波的多电平消谐波ＰｗＭ法。对于前者，每相使用一个正弦调制波与几个三角波进行 比较，以图３—１０为例，一个三电平的变换器，每相采用４个具有相同频率和相同峰一 峰值的三角波与一个正弦波相比较，按照普通ＳＰ咖方法的原则，开通或关断相应的器 件，实现多电平ＳＰＷＭ波的输出。而后者，则采用一个三角载波和多个正弦调制波，正 弦调制波的位置分配和前面的方法类似。其原理如图３－ＩＩ所示。

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图３—１０三电平多载波ＳＨＰ咖法原理 图３一儿三电平多调制波ＳＨＰ州法原理

（２）开关频率优化ＰＷｙ（Ｓｗｉｔｃｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｐｔｉｍａｌ—ＳＦＯＰｍｄ）

由Ｓｔｅｉｎｋｅ提出的开关频率优化ＰＷＭ法是另一种三角载波ＰＷＭ方法，这种方法与 ＳＨＰｗＭ法类似，它们的载波要求相同，但前者的正弦调制波中注入了零序分量，对于一 个三相系统，这个零序分量是三相正弦波瞬态最大最小值的平均值，所以ＳＦＯＰＷＭ法的 调制波是通常的三相正弦波分别减去零序分量后所得到的波形，该方法的优点是可以优 化器件的开关频率，提高电压利用率。图３—１２所示是该方法的原理图。

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图３－１２开关频率优化Ｐ帐原理图 ４．多电平空间矢量ＰＷ／ｄ法（ＳＶＰＷＭ）

用空间电压矢量脉宽调制（Ｓｐａｃｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｕｌｓｅ—Ｗｉｄｔｈ～ｌｏｄｕｌａｔｉｏｎ）的方 法控制三相逆变器””，在调节输出电压基波大小的同时也可以减少输出电压中的谐波，

并且通过合理地选择开关状态的动作顺序可以减少逆变器状态转换时功率开关的动作 次数，因此在获得相同的输出电压波形质量的情况下，功率开关的工作频率可以降低一 些。

多电平空间矢量Ｐ删是根据２电平空间矢量控制法推广得到的”“，所不同的是多电 平的电压矢量更密集，模大小可选择的种类更多，合成时过渡更自然，合成的磁链更接 近磁场，因而控制更精密，输出电压谐波更小。但是，这样带来了控制上的复杂性，当 应用于５电平以上的多电平电路时其控制算法将变得非常复杂。针对电路复杂这一问题，

提出了一种新型的多电平最优空间矢量ＰＷＭ控制方案”“，这种方法基于空间矢量ＰＷＭ控 制思想，从三相参考电压到８个待选的空间矢量和参考电压矢量，然后选择与参考电压 矢量最接近的空间矢量。这种方法不受电平数增加的影响，解决了算法随着电平的增加 而非常复杂的问题。

图３一１３多电平变换器开关模型

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图中：咒，最，足——三相的开关函数，￡，墨，足＝｛Ｏ，ｌ，……ｎ一１｝

Ｕｃ，Ｕｂ，咋——三相的开关函数，Ｕａ＝ｓ．ｎ，％＝瓦Ｅ，“。＝芷Ｅ

三相多电平电路模型是一个三相电压源，该电压源的每一相可以输出多级直流电

平，对于一个ｎ电平变换器，假设每～级的电平值为Ｅ＝ｕ，Ｊ（．－１１，则每相可输出０，

Ｅ，２Ｅ，……，（ｎ—１）Ｅ，共ｎ种不同的电平值。图３—１３示出典型的多电平变换器三相对称 负载的开关模型。

以变换器直流侧最低电位为参考零０，则每一相输出的电平序数可表示为０，１，……

（ｎ－Ｉ）。根据空间矢量的定义，多电平变换器三相输出的空间矢量定义为：

（，＝詈￡（咒＋ａ品＋ａ２疋）＝等［（２疋一品一疋）＋Ｊ√ｉ（最一疋）］

根据该定义，可得多电平变换器在口，口直角坐标系下的输出空间状态矢量图，三相多

电平变换器有ｌ－ｉｓ种输出开关状态，对应Ｉ １＋６罗ｆ １个基本矢量。

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设负载的中点为Ｎ，则输出电压满足如下方程组：

ｆ“。”ＵａＯ—ＵＮＯ

｛“州＝“６０一“Ⅳｏ ^{（３．２）}

【“州＝“。。一“Ⅳ。

在三相平衡负载下，负载相电压之和为零，则有，

“。。＝｛（“。。＋％。＋‰）

式中 ““，ＵｂＮ，”“——负载相电压

％。，％。，“。——变换器三相输出电压，有时也表示为Ｕａ，“。，Ｕｅ

Ⅳ。。——负载中点对变换器零参考点的电压，代表变换器输出的零序分量 可见，％。，Ｕ。，Ⅳ。中包含非零序分量和零序分量。通常情况下零序分量对负载的运 行性能无影响，但是输出的零序分量不同时，逆变器输出的开关状态也不同，从而影响

了多电平电路的运行状态和优化性能。

针对上述特点，可将多电平变换器的Ｐ咖控制目标分为：输出电压的非零序分量控 制，其目的是使输出的ＰｗＭ脉冲在伏秒平均意义上与给定的参考电压一致；对零序分量 的控制，用来实现逆变器本身运行状态控制，以及其它性能指标的优化控制。

输出电压的控制是对ＰＷＭ算法的基本要求，也是多电平变换器和两电平变换器的相 同之处。相比之下，零序电压的控制具体情况多种多样，并且在两电平ＰＷＭ控制中并无 广泛使用，因此也是一个相对较新的概念。

５．多电平逆变器控制方法的选择 根据以上分析，可以得到以下结论”“：

（１）在应用中，当变换器电平数超过５时，空间矢量ＰＷＭ法将非常复杂，为了简化 控制算法，三角载波ＰＷＭ是较好的选择。