感測電路

(a) (b)

圖 1.10： 微機電系統中兩種用於驅動或感測的基本架構。(a) 橫向移動設計；(b) 近接 移動設計。

1.2.5 感測電路

在實際微機電系統的結構中，由於訊號極小，一般的電容變化的敏感度約在 m

fF µ 100

50− 的等級[12]，因此感測電路的解析度通常是決定感測效能的重要因素。由 上一節所述，可以利用電容的變化來量測位移，電容變化的量測有幾種方法[13]：無穩 態 振 盪 器(Relaxation oscillator) 、 阻 抗 電 橋 (Impedance bridge) 與 電 荷 放 大 器 (Charge amplifier)。其中，由於電荷放大器可以達成高解析度以及轉換函數與寄生電容無關(理 想上)等因素，使得電荷放大器成為最常被使用的架構。

電容的定義為兩個具電位差的帶電平板間累積的電荷(電容=電荷/電位差)，在兩端 偏壓固定下，電容改變量與電荷改變量呈正比，因此平板｢位移｣的大小可以直接用電荷 的 改 變 量 來 換 算 。 電 荷 放 大 器 的 設 計 大 致 可 以 分 為 兩 大 類 ， 一 為 同 步 偵 測 架 構 (Synchronous detection sensing scheme)、一為切換電容架構(Switched-capacitor sensing scheme)。同步偵測架構如圖 1.11(a)所示，概念簡單，而缺點為電路中的大回授電阻佔 晶片空間，也會造成較大的寄生電容(Parasitic capacitance)，產生較大的熱雜訊(Thermal noise)；切換電容架構如圖 1.11(b)所示：以電容切換機制來設定運算放大器的直流偏壓 點，取代回授電阻，其優點是晶片空間節省且易於使用 IC 製程製造，而缺點是取樣的 動作將造成高頻的白噪音(White noise)被混疊(Aliasing)到低頻的待量測訊號中無法分離 開來[14]。由於切換電容架構需要多個時脈(Clock)以及切換過程容易造成的多餘問題，

如電壓突波(Voltage spike)與電荷注入造成的電流突波等[15]，可以選用操作相對單純的 同步偵測架構。

(a) (b)

圖 1.11： 用以量測可變電容位移變化之電荷放大器感測架構示意圖。(a) 同步偵測架 構；(b) 切換電容架構。[14, 15]

此外，為處理低頻雜訊(如閃爍雜訊(Flicker noise))或操作型放大器的非理想因素(如 輸入偏移電壓(Input offset voltage))等，實際應用上通常會搭配一些訊號處理技巧，相關 方法依C.C. Enz 與 G.C. Temes [16]的分類有兩種：取樣以及調變/解調。取樣方式主要是 自動歸零(Auto-zeroing，AZ)，常見的雙取樣(Correlated double sampling，CDS)則可歸納 為 AZ 的一種特殊例子；調變/解調方式則是著名的截波穩定(Chopper stabilization，

CHS)，或稱鎖相感測(Lock-in sensing)。同步偵測架構適用 CHS，其工作原理可以簡述 如下。

同步偵測架構搭配截波穩定如圖 1.12 所示，電容變化通常為一相對低頻的訊號，

在經過兩高頻的反向載波(Anti-phasic carrier)調變之後，該電容變化訊號被提到高頻(即 載波的頻率附近)，此時線路的雜訊或誤差也混雜在裡面。在透過乘法器(Multiplier)進行 解調後，電容變化訊號又被轉回原本的頻率，同時低頻雜訊或誤差被提到高頻去，經過 低通濾波器(Low pass filter，LPF)之後，即可將電容變化訊號濾出。理想上，經過處理 的輸出訊號(Vo)將與電容變化量呈正比：

s f

o V

C V = 2∆C⋅

(1.13)

圖 1.12： 同步偵測架構搭配截波穩定技術下，各階段訊號之頻域說明。[17]

前文提到，位移的大小可以藉由電容變化引起的電荷｢改變量｣來求得，若移除圖 1.12 中的 僅留下適當大小的回授電阻，則成為電流放大器(Current amplifier)，如圖 1.13 所示，則該電路無｢積分｣功能，因此可以量測到的物理量變成電荷隨時間的變化(即 電流)，因此對應的關係變成電容改變量的隨時間的變化，亦即帶電平板移動｢速度｣的 大小。

Cf

圖 1.13： 用以量測可變電容速度變化之電流放大器感測架構示意圖。[8]

綜合以上討論，慣性感測器的量測過程/方法可以整理如圖 1.14。其中物理量轉換為電子 訊號機制的選擇，與機械結構設計有關。

圖 1.14： 慣性感測器訊號量測過程與相關方法整理。