改良型轉導器輸入級電路

圖3.4 原型偏壓補償交錯耦合式轉導器電路

由(3.2)式中知，可藉由偏壓電壓 Vctrl調整其轉導值，在實際設計中當 供應電壓 V_DD為5V 且偏壓電壓 V_ctrl設定為3.95V 時，由於控制電壓 Vb=VDD-Vctrl，此時 Vb為1.05V，則原型轉導器具有最寬之輸入差動電壓線 性範圍但最低之轉導值，如圖3.5 所示為其轉導值模擬圖。當調整偏壓電 壓 Vctrl由3.95V 降至 3.65V，則相對表示 Vb由1.05V 升至 1.35V。由(3.2) 式可知，當 V_b增加其轉導值也相對的增加，此種透過 V_ctrl調整轉導值的方 式定義為類比可調式之轉導值。然而由(2.72) 式可知，隨著控制電壓 Vb 的 增加，將會縮小輸入差動電壓的線性範圍，其結果如圖3.6 所示。圖 3.6 中隨 Vb調整而改變之轉導值與線性範圍模擬結果如表3.1 所示。

圖3.5 原型偏壓補償交錯耦合式轉導值模擬圖

圖3.6 原型偏壓補償交錯耦合式類比可調式之轉導值模擬圖(控制電 壓 V_b=1.05V~1.35V)

表3.1 原型偏壓補償交錯耦合式轉導器規格表 控制電壓 Vb 轉導值 Gm 線性輸入範圍 vid 轉導值誤差 1.05V 122µ A/V 0.556V < 1%

1.10V 128µ A/V 0.504V < 1%

1.15V 134µ A/V 0.492V < 1%

1.20V 140µ A/V 0.450V < 1%

1.25V 146µ A/V 0.334V < 1%

1.30V 152µ A/V 0.266V < 1%

1.35V 158µ A/V 0.204V < 1%

原型偏壓轉導補償交錯耦合轉導器，擁有架構簡單易於設計的優點。

由(3.2)式可知， G_m=2KV_b，根據第二章 2.3.3 節(2.72)式的結論，隨著控制 電壓 V_b的下降，將會提高轉導器輸入差動電壓的線性範圍。因此可藉由降 低控制電壓Vb，以換取更寬廣的線性輸入範圍。圖3.4 的電路中，V_b有一 下限值，為V_b ≈V_SG7 =V_SG8≥V_tp ，當增加轉導器的線性輸入範圍，則需降低 V_b，所以圖 3.4 中電路的線性輸入範圍因 V_b的下限為V_tp ，使得轉導器的 線性輸入範圍最大值約為0.5V，如表 3.1 所示。為了能兼具高線性範圍與 較大之轉導值，本論文將提出改良型偏壓補償交錯耦合式轉導器電路，藉 由數位方式，透過輸出級可程式化電流鏡陣列將轉導值放大，以得到較大

之轉導值。此外，原型轉導器另一個問題是 Vb是由 Vctrl來控制，不易穩定 且準確，因而轉導器有待進一步的改良。

圖3.7 改良型偏壓補償交錯耦合式轉導器輸入級電路

圖 3.7 所示為改良型轉導器之輸入級電路，電晶體 M1 至 M4 具有相 同的長寬比且操作於飽和區，M1 至 M4 之源極皆相接於共源電壓 V_X，所 以有相同之臨界電壓 Vtp。M1 與 M2 之閘極電壓 v1與 v2為轉導器訊號輸入 端，此訊號輸入端扣除ㄧ補償電壓 V_b，即可得M3 與 M4 之閘極電壓 v3與 v4。就電路圖直觀而言，控制電壓 Vb為兩組差動對輸入電晶體閘極端的電 壓差。Ms 為偏壓電流源電晶體，提供轉導器輸入級電流。當輸入差動電 壓時，可得輸出汲極電流 i1與 i2，而 i1為 M1 與 M4 汲極電流的總和，i2

為 M2 與 M3 汲極電流的總和。M21 與 M22 為電流鏡，V_c1與 V_c2分別為 M21 與 M22 之閘極偏壓，此兩端點電壓將與改良型轉導器輸出級電路相 接，此輸出級電路將於3.4.3 節做詳細之設計。i1與 i2分別流經M21 與 M22 以映射至輸出級電路。如圖 3.7 中，根據汲極電流平方律方程式，輸出汲 極電流 i1與 i2可表示為

(

)

(

)

4 1

1 iD iD K Vx v Vt K Vx v Vb Vt

i = + = − − + − + − (3.3)

(

)

(

)

3 2

2 iD iD K Vx v Vt K Vx v Vb Vt

i = + = − − + − + − (3.4)

其中 L