最佳化LTE天線設計

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博碩士論文授權書

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亞東技術學院

資訊與通訊工程研究所

碩士論文

最佳化 LTE 天線設計

Optimization Design of LTE Antenna

研究生：羅郭祥

指導教授：張道治

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誌謝

在念研究所的這段時間，最感謝的人就是我的指導老師張道治教授，除了從老師那裡學到很多的專業知識，也學到了很多做人處事的道理，讓我成長了很多，而且在這段的日子裡，我可以使用到很多學校都沒有的昂貴設備，可以在就學期間就接觸到業界的專業人才，使我真的受益良多，也慶幸自己的運氣真的很不錯，可以得到這些資源，當然這些也還是要感謝我的老師。除了我的指導老師外，另外也要特別感謝段世中老師，他是我對天線領域開始感興趣的啟蒙老師，除了一直鼓勵我念研究所之外，在我念研究所的這段時間也對我照顧有加，還要感謝教會我很多東西的 peter 學長、立群學長、笛翰學長、俊傑學長、紹翔學長、晟瑋學長，當然還有我的兩位同學，跟幾位研究所跟大學部的學弟們，有他們陪我打籃球跟打屁聊天，讓我的研究所生活充實了很多，也要感謝鳳儀學妹，在平日的晚上留下來，還有假日時來學校跟我一起奮鬥做研究，最後還要感謝大鵬科技的梁效彬經理，在跟大鵬科技合作的 1 年多時間，他教了我很多學校學不到的知識，讓我獲益良多。最後要感謝一直支持我的父母跟姐妹，感謝他們無私的付出，讓我能夠全力的念書，而無後顧之憂，真的很謝謝他們。

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中文摘要

近幾年來無線通訊產業的快速發展，也帶動了行動通訊技術的進步，而 LTE 就是目前最新的行動無線寬頻技術，其使用頻段分別為 LTE700、 UMTS、 LTE2300、 LTE2500，由於頻率很寬，高效率之天線設計不易。

為了克服上述問題，本論文完成三個部分，由於 LTE 天線頻率涵蓋範圍寬廣，量測時受微波暗室多重路徑反射影響，導致量測誤差上升，第一個部份探討使用微波擋牆，降低量測時受多重路徑之影響，引起之量測誤差，經實驗證實，微波擋牆對於量測之精準度提升，確實有幫助。第二個部份為設計偶極天線時在有限的空間中使用領結型、梯形等簡易變化的形狀來設計天線，讓原本頻寬不寬的偶極天線能增加可用的工作頻寬，以符合部分 LTE 頻段且特性良好的三頻偶極天線，第三個部份為設計另一隻單極天線，利用曲折型的型式來縮短天線尺寸，然後再利用改變單極天線的接地面長度與寬度來調整諧振阻抗，讓原本的三頻天線卻能有四頻的諧振頻寬，符合 LTE 頻段且特性良好的四頻天線。關鍵字：LTE、多重路徑、偶極天線、單極天線

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Abstract

Due to the rapidly development of wireless communication, the LTE technique is used as one of the wireless communication. The LTE spectrum coverage will include LTE700, UMTS, LTE2300, and LTE2500. The antenna design is not easy to cover all the frequency bands with high efficiency.

Since the frequency spectrum coverage is wide, it will cause the measurement error due to the effect of multipath inside the anechoic chamber. This thesis will also discuss the reduction of multipath by using the absorber fence. From the test result of the LTE antenna, the measurement error is reduced by using the absorber fence.

In order to solve the above wideband antenna problem, the thesis will include two antenna designs. One is the dipole antenna with bowtie. This antenna will cover three bands for LTE application. Another antenna is the monopole antenna with meander line and parasitic antenna elements for impedance matching at lower frequency and multiple bands. There are four bands at this antenna design.

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目錄

博碩士論文授權書...I 論文封面...II 論文指導教授推薦書...III 論文口試委員審定書...IV 誌謝...V 中文摘要...VI 英文摘要...VII 目錄. ...VIII 表目錄 ...X 圖目錄...XI 第 1 章緒論...1 1.1 前言...1 1.2 研究動機...3 1.3 論文架構...4 第 2 章多重路徑對量測之影響...6 2.1 多重路徑的介紹...6 2.2 多重路徑造成的問題...7 2.3 減少多重路徑影響的方法...11 第 3 章 LTE 三頻偶極天線設計...25 3.1 偶極天線理論介紹...25 3.2 天線結構與模擬設計...27 3.3 天線量測與結果...36 第 4 章 LTE 三頻單極天線設計...25

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4.1 單極天線理論介紹...45 4.2 天線結構與模擬設計...47 4.2.1 接地面寬度的調整與影響...48 4.2.2 接地面長度的調整與影響...49 4.3 天線量測與結果...60 第 5 章結論與未來展望...71 5.1 結論...71 5.2 未來展望...71 參考文獻...74

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表目錄

表 1-1 無線通訊技術傳輸速度...2 表 1-2 LTE 跟 UMTS 的詳細頻段...4 表 3-1 三頻偶極天線的結構數據...29 表 3-2 為三段頻段在中心頻率的模擬與量測效率比較值...41 表 4-1 為四頻單極天線的結構數據...53 表 4-2 為四段頻段在中心頻率的模擬與量測效率比較值...66

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圖目錄

圖 2-1 戶外的多重路徑示意圖...7 圖 2-2 Allwave 開發的 7 軸馬達量測系統...9 圖 2-3 為量測系統的配置圖...9 圖 2-4 接收端跟發射端在量測系統上的示意圖...10 圖 2-5 簡單的信號傳遞示意圖...10 圖 2-6 為擋牆的示意圖...15 圖 2-7 case1 的擺設...16 圖 2-8 case2 的擺設...16 圖 2-9 case3 的擺設...17 圖 2-10 case4 的擺設...17 圖 2-11 在微波擋牆實驗中使用於發射端的低指向性偶極天線...18 圖 2-12 偶極天線在低頻部份的 S11………...18 圖 2-13 在微波擋牆實驗中使用於接收端的標準天線…...19 圖 2-14 用 4 種不同的 case 量測在 700MHz 時，co-pol 的 S21 變化..19 圖 2-15 用 4 種不同的 case 量測在 750MHz 時，co-pol 的 S21 變化..20 圖 2-16 用 4 種不同的 case 量測在 800MHz 時，co-pol 的 S21 變化..20 圖 2-17 用 4 種不同的 case 量測在 700MHz 時，x-pol 的 S21 變化…21 圖 2-18 用 4 種不同的 case 量測在 750MHz 時，x-pol 的 S21 變化….21 圖 2-19 用 4 種不同的 case 量測在 800MHz 時，x-pol 的 S21 變化…22 圖 2-20 用 case1 的擺設量測不同距離的 S21 變化……….22 圖 2-21 用 case2 的擺設量測不同距離的 S21 變化……….23 圖 2-22 用 case3 的擺設量測不同距離的 S21 變化……….23 圖 2-23 用 case4 的擺設量測不同距離的 S21 變化……….24 圖 3-1 偶極天線的電流分布...26

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圖 3-2 三頻偶極天線的模擬結構圖...29 圖 3-3 Bowtie 形狀的天線模擬結構圖...30 圖 3-4 Bowtie 形天線的 S11...30 圖 3-5 加上第一段金屬部分的天線結構...31 圖 3-6 加上第一段金屬部分的天線 S11...31 圖 3-7 加上第二段金屬部分的天線結構...32 圖 3-8 一段與兩段金屬的 S11 比較...32 圖 3-9 Bowtie 形天線的 S11...33 圖 3-10 LTE 三頻偶極天線的 S11...33 圖 3-11 LTE 三頻偶極天線在 750MHz 的表面電流...34 圖 3-12 LTE 三頻偶極天線在 1975MHz 的表面電流...34 圖 3-13 LTE 三頻偶極天線在 2125MHz 的表面電流...35 圖 3-14 LTE 三頻偶極天線在 2600MHz 的表面電流...35 圖 3-15 天線實體圖...38 圖 3-16 天線模擬與量測的 S11 比較圖...39 圖 3-17 在微波暗室量測的架設情形...39 圖 3-18 LTE700 模擬與量測的效率比較...40 圖 3-19 UMTS 模擬與量測的效率比較...40 圖 3-20 LTE2500 模擬與量測的效率比較...41 圖 3-21 750MHz 的 X-Y plane 場型...42 圖 3-22 750MHz 的 X-Z plane 場型...42 圖 3-23 2.06GHz 的 X-Y plane 場型...43 圖 3-24 2.06GHz 的 X-Z plane 場型...43 圖 3-25 2. 6GHz 的 X-Y plane 場型...44 圖 3-26 2. 6GHz 的 X-Z plane 場型...44 圖 4-1 單極天線與偶極天線的等效物理結構比較...46

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圖 4-2 四頻單極天線的結構...52 圖 4-3 (a)曲折型部份的結構(b)曲折型尾端加上延伸三角型的結構...53 圖 4-4 天線低頻部份的 S11...54 圖 4-5 改變接地面寬度的 S11 比較...54 圖 4-6 改變接地面長度的 S11 比較...55 圖 4-7 有無手握 Cable 的 S11 比較...55 圖 4-8 四頻單極天線的模擬 S11...56 圖 4-9 750MHz 正面的表面電流...56 圖 4-10 750MHz 背面的表面電流...57 圖 4-11 2GHz 正面的表面電流...57 圖 4-12 2GHz 背面的表面電流...58 圖 4-13 2.35GHz 正面的表面電流...58 圖 4-14 2.35GHz 背面的表面電流...59 圖 4-15 2.6GHz 正面的表面電流...59 圖 4-16 2.6GHz 背面的表面電流...60 圖 4-17 天線實體圖...63 圖 4-18 天線模擬與量測的 S11 比較圖...63 圖 4-19 在微波暗室量測的架設情形...64 圖 4-20 LTE700 模擬與量測的效率比較...64 圖 4-21 UMTS 模擬與量測的效率比較...65 圖 4-22 LTE2300 模擬與量測的效率比較...65 圖 4-23 LTE2500 模擬與量測的效率比較...66 圖 4-24 750MHz 的 X-Y plane 場型...67 圖 4-25 750MHz 的 X-Z plane 場型...67 圖 4-26 2GHz 的 X-Y plane 場型...68 圖 4-27 2GHz 的 X-Z plane 場型...68

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圖 4-28 2.35GHz 的 X-Y plane 場型...69 圖 4-29 2.35GHz 的 X-Z plane 場型...69 圖 4-30 2.6GHz 的 X-Y plane 場型...70 圖 4-31 2.6GHz 的 X-Z plane 場型...70 圖 5-1 偶極天線變形成有 balun 的單極天線...73 圖 5-2 槽孔單極天線結構...73

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第 1 章緒論

1.1 前言

近幾年來，由於無線通訊產業的快速發展也帶動了行動通訊技術的進步與新規範的訂定，行動通訊由第一代進展到第三代，由類比到數位，由 FDMA、TDMA 到 CDMA，第三代行動通訊用戶也不斷成長，而一個目前最新且備受矚目的新一代行動無線寬頻技術受到通訊電信領域重視，那就是 LTE[1]~[4]。

LTE是長期演進技術(Long Term Evolution)的簡稱，它可以讓服務供應商透過較經濟的方式提供無線寬頻服務，並超越現今3G無線網路的效能，帶來更優異的表現， LTE 以正式被第三代行動通訊組織 (Third Generation Partnership Project，簡稱3GPP )列為全新的無線標準技術，LTE 除了能夠針對無線寬頻數據設計出最佳化的性能，它的另一項特色是能與GSM服務供應商的網路相容，無論這些服務供應商是否已經部署 UMTS技術，都可以進行增添LTE的營運規畫。 LTE技術使用「正交分頻複用」(OFDM)的射頻接收技術，以及2×2 和4×4 MIMO的分集天線技術規格，同時支援FDD(分頻雙工)和TDD(分時雙工)，LTE是GSM超越3G與HSDPA階段邁向4G的進階版本，因此LTE 又被稱為3.9G。

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技術常一起被稱為4G，過去的3G技術是指同一無線網路提供語音和數據通訊，但到了4G時代則變成為全數據網路，LTE估計最高下載速率150 Mbps與上傳75 Mbps，比WiMAX系統更快，詳細的無線通訊技術傳輸速度如表1-1，WiFi 、WiMAX 和LTE下行鏈路的核心演算法是DFT，實現中均採用快速傅立葉變換演算法，相較於WiMAX的固定無線網路技術，二者雖都採用了正交分頻複用(OFDM)的訊號傳輸，但WiMAX是來自IP 的技術，而LTE是從GSM/UMTS的移動無線通信技術衍生而來，LTE系統能隨著可用頻譜的不同，採用不同寬度的頻帶，因此LTE的移動能力比 WiMAX先進，像3G的UMTS傳輸速率雖可達2 Mbps，但僅限於使用者在不移動的情況下勉強可以辦到，有別於2G GSM/3G UMTS，LTE的下載為100 Mbps、上傳為50 Mbps，而且在高速移動下仍具有高傳輸速率的優異效能，能將資料以更高速方式無線傳輸，因此使用者能於最短時間內迅速獲得更多網路資訊。通訊技術上載/下載速度 2G GSM 9.6Kbps–14.4Kbps 2.5G GPRS 9.6Kbps–115Kbps 3G WCDMA 64Kbps/2Mbps 3.5G HSDPA 384Kbps/14.4Mbps 3.75G HSUPA 5.76Mbps/14.4Mbps 4G LTE 75Mbps/150Mbps 表1-1 無線通訊技術傳輸速度

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1.2 研究動機

在各類的無線通訊產品中，天線設計是最關鍵的元件之一，不同的通訊系統會有不同的天線設計去符合該操作頻帶的要求。如此一來，一個行動通訊產品內就會同時存在多支天線，而天線間會彼此產生干擾也是必然會有的問題，因此，我們希望可以使用單一天線就能達成應用於多個不同通訊系統的要求，這樣不僅可以解決天線間彼此干擾的問題，亦可減少行動通訊產品內天線的使用空間，再者又可以滿足現代人追求行動通訊產品輕、薄的特性。而在近十幾年來天線發展中最快速的應屬於平面天線 (planar antenna)，平面天線因具備低姿勢(low profile)、體積小(smallsize)、質量輕(light weight)、低成本(low cost)以及製作容易及可信度高的特性，同時可附著於任何物體之表面上，使得平面天線被大量應用在無線通訊系統中，而針對LTE頻段的天線設計現在也已經有不少被提出，例如利用晶片型元件以縮小天線尺寸[5]、槽孔天線[6][7]、平面跟立體PIFA天線[8][9] 等設計，但這些現在大部分都是用於智慧型手機上的設計[10][11]，而除了手機之外，用於其它無線通訊產品上的外接式天線設計就相對的來說比較少，所以在這篇論文內提出了使用簡單的結構來設計單極天線與偶極天線，並且利用一些較為簡單的設計技巧來使天線達到最佳化，例如改變天線的輻射金屬結構、調整接地面的尺寸等方式，這些方法都可以使諧振頻寬本身就不寬的單極天線與偶極天線能夠增加可用的諧振頻寬，並且保有不錯的輻射效率特性。為了因應第四代行動通訊系統的要求，同時亦能包含第三代行動通訊系統，所以天線設計必須涵蓋 LTE 跟 UMTS 的頻段 (LTE700/

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UMTS/LTE2300/LTE2500)來操作，其詳細的頻段範圍見表1-2，因此要如何設計出符合此多頻操作的天線並使其達到最佳化，就為本論文的主要研究方向。

通訊系統 LTE700 UMTS LTE2300 LTE 2500

頻寬範圍 698~787 MHz 1920~2170 MHz 2305~2400 MHz 2500~2690 MHz 表1-2 LTE跟UMTS的詳細頻段

1.3 論文架構

本論文主要為設計出兩隻不同的天線來用於LTE工作頻段，再調整使其達到最佳化，並解決量測時遇到的多重路徑問題，論文總共分為5個章節，以下分別簡述各章節重點：第1章緒論本章為先介紹LTE，並說明其在無線通訊的現況及其系統優點，在闡述設計天線的方法與研究動機，最後簡介一下各章節的內容概要。第2章多重路徑對量測之影響首先說明何謂多重路徑，然後在述說量測本論文天線時所遇到的多重路徑問題，最後再經由測試分析找到一個能降低多重路徑的方法。第3章 LTE三頻偶極天線的設計

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首先介紹偶極天線的理論，然後在敘說如何利用改變天線輻射金屬結構的方式，使其可用諧振頻寬增加，來達到符合天線的三頻要求，最後將實際量測出的數值與模擬乎相比較並且分析。第4章 LTE四頻單極天線的設計本章開頭為介紹單極天線的理論，然後利用調整接地面的長度與寬度來調整天線的諧振阻抗，使天線的諧振阻抗能夠增加並包含所需的4段頻寬。第5章結論與未來展望就本論文的內容重點最後做一個總結，並以本文內容未來的可延續性作一簡單的描述。

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第 2 章多重路徑對量測之影響

2.1 多重路徑的介紹

訊號從傳送端發射經過無線傳輸後到達接收端的傳送過程中，會遭遇到各種不同的阻隔物，使得電磁波產生反射(reflect)、折射(Refraction)、散射(Scattering)以及繞射(diffraction)等作用如圖 2-1，當訊號到達接收端時，原本一個訊號將變成多個不同的路徑的入射訊號，而由於每一個入射訊號到達時的時間、強度、角度等均不相同，因此在接收端會引起訊號的干擾及混亂，這種現象稱之為多重路徑效應(Multipath effect)，多重路徑效應的訊號並不是我們想要的訊號，因為他會和我們所想要的直射波訊號，產生建設性干涉和破壞性干涉，此現象會使得訊號品質受到影響。戶外的外在干擾較為隨機，天候狀況、地形、四周環境等皆會影響量測結果，且不容易掌握干擾源的大小和方向，這在克服雜訊干擾上較為麻煩困難，而室內量測也就是指貼滿吸波錐體(absorber)的電波暗室相對於戶外就較容易掌握，本論文的天線都是在微波暗室裡量測天線場型，但是因為一些固有的機器位置跟環境限制，所以多重路徑的影響還是滿大的，因此本章節的目的就是要探討如何才能在既有的環境下把多重路徑的影響降到最小，以量測出較為準確的數值。

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圖 2-1 戶外的多重路徑示意圖

2.2 多重路徑造成的問題

本論文在前面所製作的兩隻天線，都是在大小為 7mൈ4mൈ3m 的電波暗室裡量測天線場型，使用的儀器是一個主體呈現為 T 字形的 7 軸馬達量測系統，見如圖 2-2，其量測系統為 Allwave 開發，圖 2-3 為系統的配置圖，從圖中可以看出電腦是用來控制量測系統動作及收集向量網路分析儀量到的數值並加以分析處理，另外網路分析儀的兩個 port 分別接到量測系統內的接收跟發射端，以形成一個完整的量測系統。從圖 2-4 中可以看到在天線的接收端跟發射端均在量測系統的 Z 軸上，其 Z 軸方向的主體都是金屬，這對於量測天線會造成很大的多重路徑影響，因為單極天線跟偶極天線都可以算是低指向性的天線，所以天

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線場型較胖，因此從發射端天線輻射出來的能量方向就較為廣泛，從圖 2-5 中可以看到簡單的信號傳遞示意圖，除了中間的直射波之外其餘的都算是會產生干擾的雜訊，而在這個環境下反射波的干擾算是比較嚴重的，尤其又以往下方反射的訊號干擾最為嚴重，因為兩隻天線的下方都為金屬，且因為量測系統機器軸的關係所以在天線的下方範圍鋪設的吸波錐體，並不能像其他方向一樣用吸波錐體擋住所有的金屬，所以由下方直接反射到接收端的訊號必然會對量測的結果造成很大的影響，當然其他方向的反射、折射、散射以及繞射等也是可能會造成影響，但是相比起來影響應該是較小，所以重點還是擺在如何減小訊號從下方的反射所帶來的影響。下方公式(2-1)為圖 2-5 的接收端所接收到的全部能量，從式子中可以看到其全部能量主要為經由 a、b、c、d 四種路徑傳遞，而沒有受到多重路徑影響的接收端能量uurEt應該是只有路徑 a 的部份，但實際上還有路徑 b、c、d 三種信號會造成影響，而其中又以路徑 b 的影響最大，所以本章節的重點就在如何降低路徑 b 的數值，使得接收到的uurEt更為精準。 (2-1)

( )

...

b a b c d a b c d

ikra ikr ikrc ikrd

e

f

r

Et

θ

− − − −

=

+

uur

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圖 2-2 Allwave 開發的 7 軸馬達量測系統

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圖 2-4 接收端跟發射端在量測系統上的示意圖

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2.3 減少多重路徑影響的方法

要減少多重路徑的影響就需要想辦法，讓除了直射波以外的其他訊號大小值能減低，這樣其他訊號所能產生的干擾就會變得很小，而最方便簡易的方法就是使用吸波錐體，做一個能吸收從天線下方反射訊號的擋牆，此實驗最主要為針對 LTE700 的頻段而做，因為低頻波長較長訊號的傳遞距離也比較長，在加上機器軸上沒有辦法都鋪上符合 LTE700 所需長度的吸波錐體，因此低頻這部份就是必須改善的重點，另外其他方向上如天線的左右面跟上面都已經鋪滿了吸收體，所以並沒有金屬外露，且這三個方向距離天線的長度都較長，因此干擾的反射波到達接收端的時間跟直射波會比較有差距，這樣對於接收端收到的訊號干擾會比較小。圖 2-6 為擋牆的示意圖，從圖中可以看出把擋牆放在發射接收兩個天線的中間位置，這樣的作用在於能在天線干擾訊號尚未反射時就把干擾訊號吸收減小，這時干擾訊號經過吸波錐體之後已經變得很小，這樣多重路徑的影響就會變得比較小，當然擋牆實際的效果如何還是必須測出數據來證明。這種利用斜擺吸波錐體來當作擋牆的方法，還是必須經過實際量測的數值來證明降低多重路徑的成效如何，在這個實驗中除了量測斜擺吸波錐體來當擋牆的這種方式之外，還另外再量測了三種不同的情形以便於來互相比較，所以本次量測總共有 4 種不同的 case，首先 case1 是在天線兩端下方的金屬上都沒有擺設任何的吸波錐體，如圖 2-7，這種情形就是前面所說的多重路徑最嚴重的情況，量測目的為可以跟後面三種 case 的結果比較以證明是否有改善，而 case2 則是把吸波錐體平擺放在 Z 軸金

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屬上，如圖 2-8，這種擺設方式是較為普遍的方式，在暗室裡的吸波錐體大部分都是這樣鋪設，case3 的方式就是把一個大吸波錐體斜放，然後擺在發射接收兩天線的中間位置，且吸波錐體的正面必須朝向發射端，如圖 2-9，這樣面對發射源能比較有效的降低影響，case4 跟上述 case3 一樣是把吸波錐體斜放，然後面對發射天線端，其差別在於再把斜放的吸波錐體再往上多疊一個，如圖 2-10，讓整個遮擋範圍增高。上所述的四種 case 就是這次量測實驗的主軸，其量測方法為在每一種不同 case 的情形下變動兩天線之間的距離，然後記錄其 S21 的變化，變動的距離為從 270cm 到 315cm 共移動 45cm，其距離大約為 700MHz 的一個波長，並每 0.5cm 紀錄一次數值，所以總共會有 91 筆數值，主要的量測頻率為 700MHz 到 800MHz，量測所使用的發射天線為一低指向性的偶極天線，如圖 2-11，其在低頻部份的 Return loss 可以從圖 2-12 看到，在 700MHz 到 800M 的部份都還不錯，接收天線為一低頻的標準天線，如圖 2-13。這個量測實驗的結果可以分成兩個部份來看，首先第一個部份最主要是觀看在 4 種 case 的情形下，固定某一點頻率然後距離改變時的 S21 變化，從這裡可以看到某一個頻率點的 S21 有沒有隨著距離增加而穩定的線性衰減，這個部份共觀看三個頻率點，分別為 700MHz、750MHz、 800MHz，第二個部份為觀看在 4 種 case 的情形下，700MHz 到 800MHz 在兩天線之間的距離改變時 S21 的變化，理論上最佳的變化情形是，其形狀相似但隨著兩個天線之間距離增加而穩定的線性衰減，就是說如果在距離變動的情形下本來 S21 值小的部份變大或是本來值大的地方變小，這就是多重路徑的影響，從這兩個方面可以比較簡單的看出是否有受多

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重路徑影響的情形。首先分析在 4 種不同 case 的情形下，固定某一點頻率然後距離改變時的 S21 變化，這邊主要展示的是 700MHz、750MHz、800MHz 三個頻率點的數值，另外量測出的數值有分 co-pol 跟 x-pol 兩種極化，因為在實際量測天線時，是 co-pol 跟 x-pol 兩種極化都有量，這項量測的移動距離是從 270cm 到 315cm，總共移動了 45cm 然後每 0.5cm 紀錄一次數值，所以總共會有 91 筆數值，圖 2-14 為 700MHz 時在 4 種不同 case 的情形下，改變兩天線之間距離的 S21 變化，其量測極化為 co-pol，在圖中可以看到在 case1 的 S21 有隨著距離而線性遞減，但其數值一直在上下抖動而且還很頻繁，而 case2 跟 case4 也是一樣的情形，相比起其他的三種，case3 就比較好一些，因其數值變動就比較緩和一點，圖 2-15 為 750MHz 時在 4 種不同 case 的情形下，改變兩天線之間距離的 S21 變化，其量測極化為 co-pol，在 750MHz 這部份可以看到 case1 一樣很不好，而且其 S21 並沒有隨著距離增加而穩定的衰減，所以可以看出被多重路徑影響滿大的，其他三個 case 跟 700MHz 的部份還滿像的，就是 case3 的 S21 比較好一些，線條較為平穩，圖 2-16 為 800MHz 時在 4 種不同 case 的情形下，改變兩天線之間距離的 S21 變化，其量測極化為 co-pol，在 800MHz 的情形下 case1 的 S21 曲線整個不對了，在距離較近的地方量到的值反而比較小，而且還隨著距離的增加而變大，很明顯的不合乎邏輯，而 case2 跟 case4 也不是太好，S21 起伏變化的情形還是嚴重，但是比 case1 好很多了，case3 的 S21 起伏變化就比較少也比較小，相比起來還是 case3 的數值比較好。圖 2-17 為 700MHz 時在 4 種不同 case 的情形下，改變兩天線之間距

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離的 S21 變化，其量測極化為 x-pol，而因為是 x-pol 所以量到的 S21 值都比較小，圖中可以看到 case1 的部份因為 S21 值還稍為大一點都有在-40 dB 以內，所以雖然值還是沒有線性遞減，但其整體的變化量就比其他三種 case 好多了，其他三種因為能量太小，S21 大小已經接近空氣雜訊，所以 S21 的變化量非常劇烈，因此在這個部份其實已經分辨不太出多重路徑的影響如何，不過好在這邊的 S21 已經很小，所以對於天線量測出的其他主要數據影響就比較小，圖 2-18 為 750MHz 時在 4 種不同 case 的情形下，改變兩天線之間距離的 S21 變化，其量測極化為 co-pol，從圖中可以看到 4 種 case 的 S21 都不太好，其變化量都很大，圖 2-19 為 800MHz 時在 4 種不同 case 的情形下，改變兩天線之間距離的 S21 變化，其量測極化為 x-pol，雖然一樣 4 種 case 都不太好，但 case1 的 S21 比起其他 3 種還是最不好，總結上述這麼多的數據，可以看到 case1 沒有使用任何方法，所以多重路徑的影響真的很明顯，而其他三種 case 都有不同程度的減少到多重路徑所帶來的影響，其中又以 case3 的斜放吸波錐體當擋牆的效果最好。接下來分析在 4 種不同 case 的情形下，700MHz 到 800MHz 在兩天線之間的距離改變時 S21 的變化，其移動的距離為 270cm 到 315cm 共移動 45cm，而因為取太多點會看起來很亂，且距離太近也看不太出來變化，所以在這邊取 3 個點，分別為 270cm、295cm、315cm、，圖 2-20 為在 case1 的擺設情形下量測上述 4 個不同距離的 S21 變化，case1 就是原本多重路徑影響最嚴重的部份，從圖中可以看到前半段頻率的部份還沒有很嚴重，但也已經可以看出受到多重路徑的影響，並沒有隨著頻率增加而正常穩定的線性衰減，然後再後半段頻率的部份就更嚴重，其 S21 的變化更大且較無規律，由此可以看出多重路徑的影響頗大，圖 2-21 為在 case2 的擺設情形下量測上述 4 個不同距離的 S21 變化，從 295cm 跟 315cm

(29)

兩條線上可以看到其 S21 有些部份還是重疊了，但大致上比起 case1 來說多重路徑的影響小了很多，但還是受到了一點影響，圖 2-22 為在 case3 的擺設情形下量測上述 4 個不同距離的 S21 變化，從圖中可以看出其 S21 並沒有任何重疊的部份，且 S21 是有隨著距離增加而線性衰減，就像是把 270cm 部份的 S21 往下平移而已，所以其 S21 的趨勢幾乎是差不多的，因此 case3 在這部份受到多重路徑的影響是比較小的，圖 2-23 為在 case4 的擺設情形下量測上述 4 個不同距離的 S21 變化，case4 量出來的數據似乎也沒有重疊的情形，整體看起來跟 case3 還滿類似的，但 case4 的線條並沒有這麼平順，還是有一點不規則的起伏，這一點在其隨著距離增加而線性衰減後的值也可以看出，其數據明顯不如 case3 的漂亮，這個部份也是多少有受到多重路徑的影響，從上述 4 種不同 case 的數據看來， case3 的擺設方式是可以比較有效的降低多重路徑影響，而本論文的天線都是用此種架設方法進行量測的。圖 2-6 擋牆的示意圖

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圖 2-7 case1 的擺設

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圖 2-9 case3 的擺設

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圖 2-11 在微波擋牆實驗中使用於發射端的低指向性偶極天線

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圖 2-13 在微波擋牆實驗中使用於接收端的標準天線圖 2-14 用 4 種不同的 case 量測在 700MHz 時，co-pol 的 S21 變化 700MHz Z(cm) 270 280 290 300 310 S2 1( d B) -26 -24 -22 -20 -18 -16 Case1 Case2 Case3 Case4

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圖 2-15 用 4 種不同的 case 量測在 750MHz 時，co-pol 的 S21 變化圖 2-16 用 4 種不同的 case 量測在 800MHz 時，co-pol 的 S21 變化 750MHz Z(cm) 270 280 290 300 310 S2 1( dB ) -28 -26 -24 -22 -20 -18 Case1 Case2 Case3 Case4 800MHz Z(cm) 270 280 290 300 310 S21( dB) -28 -26 -24 -22 -20 -18 Case1 Case2 Case3 Case4

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圖 2-17 用 4 種不同的 case 量測在 700MHz 時，x-pol 的 S21 變化圖 2-18 用 4 種不同的 case 量測在 750MHz 時，x-pol 的 S21 變化 700MHz Z(cm) 270 280 290 300 310 S2 1( dB ) -65 -60 -55 -50 -45 -40 -35 Case1 Case2 Case3 Case4 750MHz Z(cm) 270 280 290 300 310 S2 1 (d B) -70 -60 -50 -40 -30 Case1 Case2 Case3 Case4

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圖 2-19 用 4 種不同的 case 量測在 800MHz 時，x-pol 的 S21 變化圖 2-20 用 case1 的擺設量測不同距離的 S21 變化 800MHz Z(cm) 270 280 290 300 310 S2 1(dB ) -44 -42 -40 -38 -36 -34 -32 -30 Case1 Case2 Case3 Case4 Case1 Frequency(GHz) 0.70 0.72 0.74 0.76 0.78 0.80 S21( dB) -28 -26 -24 -22 -20 -18 270 cm 295 cm 315 cm

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圖 2-21 用 case2 的擺設量測不同距離的 S21 變化圖 2-22 用 case3 的擺設量測不同距離的 S21 變化 Case2 Frequency(GHz) 0.70 0.72 0.74 0.76 0.78 0.80 S21 (d B) -28 -26 -24 -22 -20 -18 270 cm 295 cm 315 cm Case3 Frequency(GHz) 0.70 0.72 0.74 0.76 0.78 0.80 S 21(dB) -28 -26 -24 -22 -20 -18 270 cm 295 cm 315 cm

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圖 2-23 用 case4 的擺設量測不同距離的 S21 變化 Case4 Frequency(GHz) 0.70 0.72 0.74 0.76 0.78 0.80 S2 1 (d B ) -28 -26 -24 -22 -20 -18 270 cm 295 cm 315 cm

(39)

第 3 章 LTE 三頻偶極天線設計

3.1 偶極天線理論

偶極天線是一種最基本的天線形式，由 Lecher 線的概念所發展而來，其結構如圖 3-1 所示，是一個由中間分隔開的金屬線段，並經由平衡的訊號產生器或是傳輸線饋入，其總長為二分之一波長。上圖 3-1 為偶極天線的電流分布，方向是沿著 Z 軸方向，其饋入方式是從兩個平衡且對稱的兩個導線的中心位置饋入，此時電流在兩段導線的大小相等但方向相反，此時在天線中央端點的電壓為最小值，電流則為最大，也就是阻抗最小，而電流分佈可以假想是由 sin 波形成，可以被寫成 L L ( ) osin , I Z =I ⎡_⎢β⎛_⎜ − ⎢Ζ⎥⎞_⎟⎤_⎥ ⎢Ζ⎥ ≤ 2 2 ⎝ ⎠ ⎣ ⎦ (3-1) 其中β為相位常數，Io是天線上的最大電流值，最大電流在 Z=0 處，因此 βL=±π ，由電流方程式可推出偶極天線的遠場輻射電場和磁場如下： (3-2) (3-3) 當 L=λ 2時，遠場輻射電場跟磁場可以簡化為 L L

cos cos cos

2 sin i r o I e E j r β θ β _θ β η π θ − ⎡ ⎛ ⎞₋ ⎛ ⎞⎤ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎢ _⎝ ₂ _⎠ _⎝ ₂ _⎠⎥ ⎢ ⎥ ≅ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦ L L

cos cos cos

2 sin i r o E I e H j r θ β φ β _θ β η η π θ − ⎡ ⎛ ⎞₋ ⎛ ⎞⎤ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎢ _⎝ ₂ _⎠ _⎝ ₂ _⎠⎥ ⎢ ⎥ ≅ ≅ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦

(40)

(3-4) (3-5) 半波長偶極天線的優點之一在於天線共振時，其輻射電阻為 73Ω，所以對於一些本質阻抗為 75Ω的傳輸線來說非常容易達到匹配的效果，半波長偶極天線的電抗為電感性，若天線裡面沒有損耗，輻射電阻會等於輸入電阻，所以完整的輸入阻抗可以寫成 ,(L=λ/ 2) (3-6) 圖 3-1 偶極天線的電流分布 cos cos 2 sin i r o I e E j r β θ π _θ η π θ − ⎡ ⎛ ⎞⎤ ⎜ ⎟ ⎢ _⎝₂ _⎠⎥ ⎢ ⎥ ≅ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦ cos cos 2 sin i r o I e H j r β φ π _θ π θ − ⎡ ⎛ ⎞⎤ ⎜ ⎟ ⎢ _⎝₂ _⎠⎥ ⎢ ⎥ ≅ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦ 73 42.5 A Z = + j Ω

(41)

3.2 天線結構與模擬設計

設計一工作在 LTE700(698~787MHz)、 UMTS(1920MHz~2170MHz)、 LTE2500(2500MHz~2690MHz)的三頻偶極天線，此為一上下結構完全對稱的天線，天線的輻射金屬都在同一面上，其結構如圖 3-2，天線是製作於長寬高為 148mm × 26mm × 0.8mm 的 FR4 板上，使用 I-pex 線於 FR4 板中間連接饋入，其結構的尺寸數據如表 3-1。天線的主結構為一互相對稱的四段分枝金屬，在設計半波長的偶極天線時因為阻抗頻寬(Impedance bandwidth)較窄，所以在設計上就要想辦法在有限的尺寸與條件下增加頻寬，其一開始先設計一段使用於 LTE700(698~787MHz)的天線，我們利用 Bowtie 的形狀來設計，以增加可用的諧振頻寬，其結構如圖 3-3，而從模擬的結果可以看出此設計的 Return loss 在 10dB 以下的可用頻寬約為 100MHz 見圖 3-4，剛好有包含我們所需的 LTE700(698~787MHz)頻段，而因為在有限的面積中使用了較大量的面積，所以設計出來的可用頻段，比單純得一條相同長度且寬度固定的輻射金屬面來的更低頻且頻寬也較寬。天線目前的主結構呈現一個三角形的型狀，所以在天線前端也就是靠近 FR4 板中間的區域左右端，就能用來設計此天線的其他兩個工作頻段，首先設計其天線的中頻頻段 UMTS(1920MHz~2170MHz)，此段頻寬為 250MHz，對於半波長偶極天線要達到這個頻寬是有些許難度，首先再 FR4 板上加上一段諧振頻率約為 2GHz 左右的金屬輻射面，結構如圖 3-5，我們在結構上設計成近似於梯型的輻射面，藉此在有限的空間中擁有較大的輻射面積跟較好的天線特性，如圖 3-6 的 Return loss 可以看出此段的頻寬約為 150MHz，跟所需要的 250MHz 頻寬還是有差距因此我們在左側

(42)

加上一條諧振頻率比前一段高頻一點的輻射金屬線如圖 3-7，從模擬出來的 Return loss 見圖 3-8 可以看出頻寬明顯的增加，因此使用諧振頻率相近的兩段金屬輻射體，這樣可以改善在一條金屬輻射體時頻寬不足的問題，而左邊剩下的空間將用於設計此天線的高頻頻段。在設計低頻頻率時畫出的 Bowtie 形狀天線，除了在低頻有諧振出所需的低頻之外，還在大約 2.5GHz 的部份也諧振出一段頻段，如圖 3-9 所示可以看到此段頻段跟 LTE2500(2500MHz~2690MHz)的工作頻段還是有些許差距，而且此段的 Return loss 特性並不算好，所以還是要在 FR4 板的左側加上一條金屬輻射體，其諧振頻率為 2.6GHz 左右，結構如圖 3-1，此段結構一樣是設計成類似於梯型的型狀，這樣做可以增加些許諧振頻寬，此段的工作頻寬還可以在加上前面所說的 Bowtie 形狀天線，另外諧振出來的高頻頻寬，從圖 3-10 可以看到此段諧振頻寬已經有達到 LTE2500(2500MHz~2690MHz)的所需頻寬。從模擬軟體的模擬結果可以看到各頻段的天線表面電流，藉此也可以簡單的看出各頻段的電流走向，以確定各頻段的電流的走向特性是否符合設計，從圖 3-11 中可以看到低頻 LTE700 的部份只要是由中間 Bowtie 貢獻，圖 3-12 跟圖 3-13 都是貢獻 UMTS 頻段的部份，可以看到跟設計的一樣，其主要是由兩段不同的金屬組成，圖 3-14 為 LTE2500 的表面電流，從圖中可以看到主貢獻為左邊的金屬，是有符合設計的，在中高頻部份因為其天線結構相近可能會產生一些耦合現象，在加上頻率點也很相近，所以在這部份的表面電流會造成除了本來設計的主貢獻部份之外，其他部份的金屬也有一些貢獻。

(43)

圖 3-2 三頻偶極天線的模擬結構圖參數編號尺寸(單位：mm) W 26 L 148 h 0.8 L1 69.75 L2 17.5 L3 22.6 L4 24.85 W1 22.5 表 3-1 三頻偶極天線的結構數據

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圖 3-3 Bowtie 形狀的天線模擬結構圖

(45)

圖 3-5 加上第一段金屬部分的天線結構

(46)

圖 3-7 加上第二段金屬部分的天線結構

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圖 3-9 Bowtie 形天線的 S11

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圖 3-11 LTE 三頻偶極天線在 750MHz 的表面電流

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圖 3-13 LTE 三頻偶極天線在 2125MHz 的表面電流

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3.3 天線量測與結果

圖 3-15 為天線成品，從圖中可以看出饋入是從 FR4 板後面鑽孔用 I-pex 線饋入，這樣相比起把 I-pex 線直接焊接在前面，更能減少 I-pex 線對天線的影響，當然這樣做還是會對天線有一點影響，這樣天線場型可能會有一點小小的偏移，但整體影響並不太明顯。

量測天線的 Return loss 是使用安立知的向量網路分析儀量測，見圖 3-16 為天線模擬與量測的 Return loss 比較圖，從圖中可以看到此天線主要的三個工作頻段 LTE700(698~787MHz)、UMTS(1920MHz~2170MHz)、 LTE2500(2500MHz~2690MHz) 的 Return loss 都還不錯，雖然模擬與量測還是有些許差異，這是因為天線在手工製作的時候難免會有些許的誤差產生，天線的輻射場型與輻射效率是在長寬高為 7mൈ4mൈ3m 的電波暗室裡量測，使用的量測系統為 Allwave 開發的 7 軸馬達系統，圖 3-17 為實際量測的架設情形。本章節設計的一偶極天線是一隻低指向性的天線，所以在觀看天線的各種特性上，效率就是非常重要的一環，此三頻偶極天線的三個主要工作頻段在模擬時的輻射效率都滿高的，而量測出的效率值也很不錯，圖 3-18 為此天線在低頻 LTE700 頻段的模擬與量測的效率比較圖，從圖中可以看到這部分的輻射效率在模擬時平均快接近 90%，而在實際量測出的輻射效率就略為低一些，但是這個差異值還在容許範圍內，並沒有相差太多，由於天線本身的誤差加上量測時的架設誤差，是會對量測出的結果造成影響，圖 3-19 為中頻 UMTS 頻段的模擬與量測的效率比較圖，從圖中可以看到在模擬部份的效率因為是兩段頻段稍微合起來的關係，所以中間會有一小段效率是往下掉一些的，而在實際量測的時候似

(51)

乎在這一段的效率就比較沒有掉的這麼明顯，在效率值最高的部份也是有一點偏移的差異，但是整體來說都還不錯，圖 3-20 為高頻 LTE2500 頻段的模擬與量測的效率比較圖，從圖中可以看出這一段的輻射效率在模擬與量測上都還不錯，只是依然有一點小誤差，最後用表 3-2 整理出三段工作頻段在中心頻率時的，輻射效率模擬與實際量測數值。天線場型部份，因為天線是一四分之一波長的偶極天線，所以天線場型大致上是為一個 omni 的，但因為天線結構的不完全對稱關係，所以場型還是會有些許變化，圖 3-21 為 750MHz 的 X-Y plane 場型，從圖中可以看到模擬與量測的場型都是一個 8 字形，只是量測部份的 8 字形並沒有這麼的漂亮，有一些微微的起伏，這個應該是天線在量測時受到多重路徑的影響，這個問題在後面的章節會在仔細的探討，而這邊的量測值是已經盡量降低多重路徑影響後有所改善的值，雖然沒有辦法完全消除，但改善後的結果已經是能接受的了，圖 3-22 為 750MHz 的 X-Z plane 場型，從圖中可以看出模擬與量測都是一個完整的圓形，就這兩個 cut 的場型看來低頻部份算是較標準的 omni 形，圖 3-23 為 2.06GHz 的 X-Y plane 場型，其形狀也算是 8 字形的，但是兩邊大小形狀都有一些差異，右邊場型稍微大一點，這是因為輻射金屬結構不對稱的關係，而且因為主要輻射中頻的部份是在天線的右邊，所以造成這樣的些微改變，圖 3-24 為 2.06GHz 的 X-Z plane 場型，在這個切面模擬與量測的場型都是圓形的，兩個形狀跟大小都是差不多的，圖 3-25 為 2.6GHz 的 X-Y plane 場型，從圖中可以看到模擬的場型不是 8 字形，其原因應該也是結構上的不對稱，在加上因為高頻也是有受到中間 Bowtie 形狀的頻段貢獻，因此這部份也是會影響到高頻這一段的場型變化，所以讓高頻部份的場型就不太像是 omni 的形，量測的場型部份也是跟模擬類似的形狀，其場型的形狀是相當一致的，圖 3-26 為 2. 6GHz 的 X-Z plane 場型，從圖中

(52)

可以看到這個切面的場型在模擬與量測上都是圓形的，不過還是有一點小差異，左半邊的半圓略大於右邊的半圓，這部份是因為主貢獻高頻的部份是在天線的左邊，而在量測部份也是如此，左半圓比右半圓大一些，從圖中看來其特性是相當接近，總結的來說這隻天線量測出的數據還是跟模擬的數據是相近的，且都滿不錯的。圖 3-15 天線實體圖

(53)

圖 3-16 天線模擬與量測的 S11 比較圖

(54)

圖 3-18 LTE700 模擬與量測的效率比較

(55)

750MHz 2.06 GHz 2.6 GHz

模擬 96 % 90 % 87 %

量測 83 % 78 % 74 %

(56)

圖 3-21 750MHz 的 X-Y plane 場型

(57)

圖 3-23 2.06GHz 的 X-Y plane 場型

(58)

圖 3-25 為 2. 6GHz 的 X-Y plane 場型

(59)

第 4 章 LTE 四頻單極天線設計

4.1 單極天線理論介紹

單極天線可以看做是偶極天線的一種變型，最主要的是利用無限大接地面的鏡像原理(Image theory)來產生與偶極天線相似的電流分布，在一個無限大的金屬上有一個理想的電流源存在，而且電流源之電流方向垂直於金屬面，因此我們可以由電磁理論得知，在金屬面之下會有一個鏡像電流源的存在，如圖 4-1 所示，單極天線利用了接地金屬面所產生的鏡像電流，因此整體天線長度只需要λ/ 4，所以單極天線所需要的長度只有偶極天線的一半單極天線是利用接地金屬面產生鏡像電流，再單極天線上的電流分佈和偶極天線的上半部份是完全相同的，但由於饋入端正負訊號的距離只有偶極天線的一半，相同的電場強度跨在一半的距離，因此造成只有一半的電壓，而對於輸入阻抗也只有偶極天線中心的上半部份，故輸入阻抗值只有偶極天線的一半，可推得單極天線的輸入阻抗是為 (4-1)

(4-2)

(4-3) 由於相同的饋入電流只能產生一半的輻射功率，所以可以推得單極天線的輻射阻抗為 , ( ) osin , A mono I Z =I _⎢⎡β_⎜⎛λ− ⎢Ζ⎥_⎟⎞⎤_⎥ ⎢Ζ⎥ ≤ λ 4 4 ⎝ ⎠ ⎣ ⎦ , , , , , , 1 1 2 2 A dipole A mono A mono A dipole A mono A dipole V V Z Z I I = = = 1 (72 42.5) 36 21.3 2 A Z = + j = + j Ω

(60)

(4-4) 在指向性(Directivity)方面，偶極天線和單極天線有相同的最大單位面積輻射功率，但是偶極天線的平均單位面積輻射功率為單極天線的兩倍，所以單極天線的指向性為偶極天線的兩倍，由以下公式可以看出偶極天線指向性： (4-5) 單極天線指向性： (4-6) 圖 4-1 單極天線與偶極天線的等效物理結構比較 2 2 , , , , 1 1 2 1 1 ₂ 2 2 dipole mono r mono r dipole A mono A mono P P R R I I = = = / 4 m m dipole ave U U D U P π = = 2 1 / 4 2 m monopole U dipole D D P π = =

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4.2 天線結構與模擬設計

此章節設計的天線為一個四頻單極天線[12]~[16]，其結構如圖 4-2，設計的工作頻段為 LTE700(698~787MHz)、UMTS(1920MHz~2170MHz) 、 LTE2300(2305~2400 MHz)、 LTE2500(2500MHz~2690MHz)，此天線是製做於長寬高為 165mm × 30mm × 0.8mm 的 FR4 板上，詳細天線尺寸參數見表 4-1，接地的大小並沒有佈滿整個 FR4 板背面，而是只有在傳輸線的正下方，而天線正面除了傳輸線之外的為此單極天線的主要輻射金屬部分，天線饋入為使用 SMA 接頭於傳輸線的下端部份饋入。此天線主要的設計重點分為兩大部份，第一個部份為天線主要輻射的金屬設計，其長度大約等於各個工作頻段的λ/ 4，而因為有接地面可以調整阻抗匹配的關係，所以輻射的金屬長度並不都等於λ/ 4，而第二個部份就是接地面長度與寬度的設計，調整這兩項數值能改變天線的諧振阻抗，而讓天線特性能夠更好，諧振頻寬也能增加。此天線主輻射體的設計，首先就從最低頻的 LTE700(698~787MHz) 開始設計，因為我們希望天線能更縮小化，在加上此單極天線的接地長度必須越靠近低頻的λ/ 4越好，此理由會在後面說明，因此天線主輻射體就必須盡力的縮短，否則整體天線會太長，因此在設計這一頻段時我們利用曲折型的技巧來設計，這種彎曲的折線方式能讓天線的長度大幅的縮短，而因為低頻需要的頻寬大約有 90MHz，單純的曲折型結構，如圖 4-3(a)，頻寬不夠寬，所以在曲折型結構的最後加上一個較寬的延伸三角型金屬面，結構如圖 4-3(b)，讓電流可走路徑增加並且因為三角型斜邊是為一個緩慢增加的結構，所以電流在流動時的距離會有略為差異，這樣可以增加可用的諧振頻寬，其 Return loss 如圖 4-4，這樣的設計低頻的頻

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寬大約為 100MHz，是有符合所需的頻寬，而 700MHz 的四分之一波長大約等於 107mm 的長度但經過這樣的設計天線的長度只有 62mm，這樣在設計低頻時有縮短到天線的長度且頻寬也達到所需的要求。此天線的中高頻三段頻段分別為 UMTS(1920MHz~2170MHz) 、 LTE2300(2305~2400 MHz)、 LTE2500(2500MHz~2690MHz)，這三段的頻段主要是利用兩條金屬輻射體來諧振出符合 UMTS 跟 LTE2500 的頻段，從圖 4-2 可以看到天線結構部份在右邊較長的金屬線段的諧振頻率為 UMTS 的頻段，在左邊較短的金屬線段的諧振頻率為 LTE2500 的頻段，而單極天線的阻抗頻寬跟偶極天線是一樣的窄，以至於我們這樣單純的兩條輻射金屬段所諧振出的可用頻段都沒有辦法達到 UMTS 跟 LTE2500 所需的頻寬，這個問題可以利用調整接地面的長度與寬度造成的諧振頻率的改變來達到，而 LTE2300 也是利用此調整方式的改變來達到。

4.2.1 接地面寬度的調整與影響

相關文獻中對於單極天線接地面的探討有限，按照理論可以得知當接地面在無窮大時對於天線的特性會最好，但是對於實際應用來說，要設計一個無窮大的接地板是不可能的，所以接地板的長度與寬度對於天線特性的影響就必須要探討。首先探討接地面寬度對天線特性的影響，改變圖 4-2 中的接地面寬度參數 W，範圍由 26mm 到 35mm，其它結構參數則不變，以此來試驗此寬度的改變對於諧振阻抗的影響，藉此挑選一個特性較符合要求的寬度，圖 4-5 可以看到寬度為 26mm、30mm、 35mm 3 個點的 Return loss

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比較，從圖中可以看出接地面寬度的改變對於低頻諧振並無太大的影響，只有不到 5MHz 的些微頻偏，而低頻諧振頻寬也並無太大的改變，在中頻部份可以看到隨著接地面寬度的增加其諧振頻率會往較低頻的地方偏移，可使用的諧振頻寬也隨著增加，其增加幅度可以從圖 4-5 明顯的看出，高頻部份其諧振頻率一樣會往低頻偏移，而諧振頻寬則會隨著接地面的寬度增加而變小。從模擬接地面的寬度對於諧振頻率的特性影響跟結果看來，挑選最符合此天線的接地面寬度其重點分為兩個部份，第一個考慮的重點為中頻 UMTS(1920MHz~2170MHz)所需的頻寬較寬，而接地面的寬度越寬時其中頻部份的諧振頻寬就會越大也越符合中頻頻段所需的要求，但接地面寬度增加時其高頻部份的諧振頻寬也會減少，所以另一個重點就是此寬度的調整也必須符合高頻 LTE2500(2500MHz~2690MHz)的頻寬，從結果看來當接地面寬度為 W=35mm 時中頻的諧振頻寬較為符合，而高頻部份的頻寬也剛好有到達 LTE2500 的所需頻寬，所以當接地面寬度為 W=35mm 時最符合此天線所需的特性要求，而低頻部份的改變不大所以比較不影響判斷。

4.2.2 接地面長度的調整與影響

跟上述接地面的寬度一樣，理論上的無窮大接地面在實際上是無法達成的，因此也必須研究接地面長度對於天線諧振頻率的影響，以便找到最適合此天線的接地面長度，首先改變接地面長度的參數 Lg 由 75mm 到 100mm，且每一點間隔 15mm 的長度，接地面的長度是從天線最下方增加，是其餘的天線參數不變，以此來探討接地面長度對特性的影響。

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見圖 4-6 為其模擬出來的 Return loss 比較圖，從圖中可以看到接地面的長度增加時其低頻 LTE700 的諧振頻率會往抵頻偏移，且偏移程度較為明顯，其低頻的諧振頻寬也隨著接地面長度的增加有些微的增加，中頻的 UMTS 這一段也隨著接地面長度的增加其諧振頻率往低頻偏移，到這邊可以看出接地面長度的增加對於低頻與中頻來說其影響較大的部份就是諧振頻率往低頻偏移，而諧振頻寬的增加就較為不明顯，此特性對於縮小天線主輻射體的長度是滿有幫助的，在高頻 LTE2500 的部份從圖 4-6 中可以看出當接地面長度由 75mm 增加到 85mm 時，諧振頻率只有些許偏移且諧振頻寬也只有增加一點，但當接地面長度由 85mm 再開始加長之後，諧振頻寬開始有較大幅度的增加且特性越來越好，在接地面長度從 100mm 開始之後的，其高頻部份的諧振頻寬已經有包含到天線所需的第 4 個可用頻段 LTE2300(2305~2400 MHz)。 LTE700、UMTS 這兩段頻段在接地面長度增加時其最主要的變化是諧振頻率往低頻偏移，在加上在這兩個部份因為其諧振頻寬並無隨著長度增加而有太大的差異，所以在對於接地面長度的挑選上並無太大的影響因素，其諧振頻寬往低頻偏移的特性或許可以拿來利用減短天線輻射體部分的長度，但是這原因卻是不夠的，其較為主要的原因還是在高頻 LTE2500 的可用諧振頻寬跟傳輸線在實際量測時的傳輸訊號穩定度上這兩點上，首先當接地面長度在 100mm 時的特性最符合要求，因為其可用的諧振頻寬已經有包含 LTE2300 跟 LTE2500 的部份，雖然跟其他長度比起來並不是最寬的，但可以從圖 4-6 看出它在高頻部份的 Return loss 是最好的，另外還有一個重點就是當傳輸線長度大於四分之一波長時，在傳遞訊號上能更為穩定，這樣天線在實際量測時，也比較不容易受到 cable 線的影響而造成頻偏，當然在低頻部份如 700MHz 為例，其四分之一波長的長度為 107mm，跟較適合此天線的 100mm 並沒有差太多，且經過實

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際量測後，當接地面的長度在 100mm 時，並使用向量網路分析儀量測此天線的 Return loss，這時用手握住 cable 線，從圖 4-7 中可以看出手握 cable 線對於天線的 Return loss 並不會造成太大的影響，表示這個長度已經可以使訊號達到一個穩定的傳遞。

經過上面接地面長度跟寬度的分析，得知最適合的寬度為 35mm 長度為 100mm，因諧振頻率的偏移，所以必須再調整天線主輻射體的尺寸，經過調整後其天線的 Return loss 如圖 4-8，從圖中可以看到其 Return lossn 特性相當不錯，可用的諧振頻寬也都有包含到所需的 4 個頻段。另外從天線的表面電流可以清楚的知道天線在各頻段諧振時的電流分佈及大小，以利於天線的設計與調整，並且可以用來對照結構的設計上是否符合期待，以讓天線達到最佳化。圖 4-9 為 750MHz 正面的表面電流，從圖中可以看到電流分佈大小是有符合設計，是在中間的 Meander Line 部份最大，圖 4-10 為 750MHz 背面的表面電流，從接地面上的電流可以較簡易的看出是否有完整的一個信號傳遞，而讓訊號傳遞達到穩定，在 750MHz 的這個部份看不出來有較明顯的電流變小，如前面設計時所說在這個長度上要傳遞一個完整的訊號，長度可能還差一點，圖 4-11 為 2GHz 正面的表面電流，從圖中可以看到電流在右邊金屬較大所以有符合設計，圖 4-12 為 2GHz 背面的表面電流，從接地面電流可以看到電流有明顯的大小變化，證明這個接地面的長度對於 2GHz 來說已經可以穩定的傳遞一個完整的訊號，另外再接地面的左右側都各可以看到有一個地方的電流很小，也說明了其實接地面的長度可以到這個地方就好，但是因為天線不單單只有這一個頻段，所以其長度還是要符合最低頻的頻率，圖 4-13 為 2.35GHz 正面的表

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面電流，其頻段的組成是利用改變接地面的長度與寬度來達成，而因為其頻率較為接近 LTE2500 的部份，所以在電流圖上可以看到電流的分佈是比較靠向主貢獻 LTE2500 的左邊金屬，圖 4-14 為 2.35G Hz 背面的表面電流，這個部份的接地面電流一樣有出現明顯且規律的電流變小的情形，而且看起來比 2GHz 時明顯，圖 4-15 為 2.6GHz 正面的表面電流，其電流主要就是分佈在左邊的金屬部份，有跟設計符合，圖 4-16 為 2.6GHz 背面的表面電流，其接地面電流的大小變化更為明顯，且變化次數也增加，因為 2.6GHz 所需的接地面長度又更短，這些訊息都能從電流大小分佈圖中大概的分析出來，這對於設計天線來說是相當有用的資訊。圖 4-2 四頻單極天線的結構

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參數編號尺寸(單位：mm) 參數編號尺寸(單位：mm) W 35 L3 26.5 L 165 L4 5 h 0.8 W1 13 Lg 100 W2 12 L1 19.2 W3 7.5 L2 14.75 表 4-1 四頻單極天線的結構數據 (a) (b) 圖 4-3 (a)曲折型部份的結構 (b)曲折型尾端加上延伸三角型的結構

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圖 4-4 天線低頻部份的 S11

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圖 4-6 改變接地面長度的 S11 比較

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圖 4-8 四頻單極天線的模擬 S11

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圖 4-10 750MHz 背面的表面電流

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圖 4-12 2GHz 背面的表面電流

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圖 4-14 2.35GHz 背面的表面電流

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圖 4-16 2.6GHz 背面的表面電流

4.3 天線量測與結果

圖 4-17 為天線的實體圖，其饋入方式是較為常見的 50 歐姆饋入，所以在實際製作天線時，就是使用 SMA 頭於天線下方直接饋入，圖 4-18 是天線模擬與量測的 Return loss 的比較圖，因為天線的接地面長度有經過設計實驗，所以 LTE700(698~787MHz)、UMTS(1920MHz~2170MHz)、 LTE2300(2305MHz~2400MHz)、LTE2500(2500MHz~2690MHz)等四段主要工作頻段在量測出來的 Return loss 就跟模擬的數值很接近，一些小差異也都是在容忍範圍內，低頻也沒有出現嚴重的頻率偏移，所以這部份的特性是不錯的。天線的輻射場型與輻射效率一樣是在長寬高分別為 7mൈ4mൈ3m 的電

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波暗室裡量測，使用的量測系統為 Allwave 開發的 7 軸馬達系統，圖 4-19 為實際量測時的架設情形，其環境的架設是可以降低多重路徑影響的擺設方式，這一點在第 2 章已經經過實驗證實。本章節的單極天線，在設計時因為有使用到改變接地面長度與寬度的技巧，以達到較寬的工作頻段需求，因此在中高頻部份的三個主要工作頻段都有受到影響，造成天線輻射效率大約都在 8 成左右，而低頻部份，因為受到調整接地面的影響較小，加上天線最後的接地面長度是較符合低頻部份的長度，所以整體來說，低頻部份在模擬的時候效率是比較好的，圖 4-20 為天線在低頻 LTE700 頻段的模擬與量測的效率比較圖，從圖中可以看出量測出的來的效率也有將近 8 成，雖然跟模擬的效率比起來有一些小差距但差距很小，其原因應該是量測上的誤差居多，而其量測出的效率趨勢跟模擬部份是類似的，所以其低頻特性還是不錯的，圖 4-21 為天線在中頻 UMTS 頻段的模擬與量測的效率比較圖，從圖中可以看到此段量測的效率也還不錯，跟模擬也不會誤差太多，圖 4-22 為天線在 LTE2300 頻段的模擬與量測的效率比較圖，此段頻寬較小但是效率還不錯，而量測的部份可以看到跟模擬的差異也很小，其效率的趨勢也是類似的，圖 4-23 為天線在 LTE2600 頻段的模擬與量測的效率比較圖，可以看到這一段的模擬效率有一點線性的減少，但其減少幅度很小，而這一段的效率也差不多有到 8 成所以算是不錯的，量測與模擬的比較也很相近，整體看來此天線在輻射效率的特性上還算是不錯的，最後用表 4-2 整理出四段工作頻段在中心頻率時的，輻射效率模擬與實際量測數值。圖 4-24 為 750MHz 的 X-Y plane 場型，從圖中可以看到這部份的量

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測場形大致上跟模擬還滿接近的，是一個八字形，雖然還是有受到一些多重路徑的影響，不過影響不算大，所以量測出的場形還算不錯，圖 4-25 為 750MHz 的 X-Z plane 場型，這部份的模擬場型是個漂亮的圓形，而量測部份其圓形就比較沒有這麼圓滑，但整體來說還是跟模擬差不多的，圖 4-26 為 2GHz 的 X-Y plane 場型，這部份的模擬場型就比較有變化，看起來像是往四個不同的方向輻射，而其中輻射較強的部份為往右下方輻射，場型會變成這樣的原因，是因為其結構的不對稱性，還有主輻射的金屬部分跟其相近的其他金屬產生一些耦合效應，另外高頻部份的輻射金屬跟接地面的距離太近，也照成滿大的耦合效應，所以造成天線場型變形，而量測部份因為量測誤差的關係，所以在這個部份量測出的場型有一點差異，不過差異並不大，都是大概分成較明顯的四個波段，只是大小跟角度有一些差別，整體上應該還在可些受範圍內，圖 4-27 為 2GHz 的 X-Z plane 場型，因為模擬跟量測的差異，所以造成量測出的場型稍為大一點，但其形狀還是類似的，圖 4-28 為 2.35GHz 的 X-Y plane 場型，這一段頻段主要為調整接地面長度與寬度，而改變諧振阻抗後產生的頻段，因此其天線場型也變形了，當然其變化原因應該也有包含上述 2GHz 部份所說的理由，圖 4-29 為 2.35GHz 的 X-Z plane 場型，從圖中可以看到其場型不是一個漂亮的圓，但其量測部份的場形跟模擬還是很相似的，圖 4-30 為 2.6GHz 的 X-Y plane 場型，這部份的場形在模擬跟量測的部份有一些小差異，這應該是量測上的誤差所造成的，但其主要波段還是相似的，圖 4-31 為 2.6GHz 的 X-Z plane 場型，這部份因為 X-Y plane 的一些偏差，所以造成這邊的場型大小有些差異，但其形狀還是差不多的。

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圖 4-17 天線實體圖

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圖 4-19 在微波暗室量測的架設情形

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圖 4-21 UMTS 模擬與量測的效率比較

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750MHz 2 GHz 2.35 GHz 2.6 GHz

模擬 96 % 83 % 82 % 78 %

量測 83 % 72 % 75 % 69 %

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圖 4-24 750MHz 的 X-Y plane 場型

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圖 4-26 2GHz 的 X-Y plane 場型

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第 5 章結論與未來展望

5.1 結論

在量測本論文兩隻天線時所遇到的多重路徑影的影響，這影響會讓天線量測出的數據變的有問題，而改善辦法就是論文中所提出的在量測場地設置時，使用一個斜放的吸波錐體來當擋牆的方法，來降低多重路徑影的影響，而經過實際測試，這個方法是能有效的改善多重路徑影所造成的影響。本論文最主要為設計用於 LTE 頻段的天線，論文中總共設計了兩隻天線，一隻為三頻的偶極天線，另一隻為四頻的單極天線，三頻偶極天線在設計時最主要是利用天線結構上的變形，以達到比較好的諧振頻寬，實做部份在天線製做出來量測之後，發現其天線特性是有符合模擬的設計，因此這種方便製作特性又良好的天線，其設計概念是可行的。而四頻的單極天線部份，也是在天線部份利用 Meander Line 的技巧來縮短天線尺寸，然後分析單極天線的接地面長度與接地面寬度對於天線的影響，並利用此點調整天線的諧振阻抗，讓天線可用頻寬範圍增加，以達到最佳的利用，這樣讓天線原本的三頻結構卻可以有作用到四頻的頻寬，在實際的天線量測部份，其量測到的天線特性大致上也是與設計符合，證明其設計是不錯的。

5.2 未來展望

微波擋牆部份可以做出一個固定的擋牆支架，讓其擋牆的位置跟角

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度在每次使用時都能固定，另外擋牆的角度對於降低多重路徑影響的效果好壞也是可以研究的部份。把偶極天線下半部三角形結構的部份往下移到 FR4 板的後面當成接地面使用，在正面加上一條微帶線，就會變成一個多頻的單極天線，其結構如圖 5-1，從圖中可以看到背後的接地面為一三角形，三角形的接地面結構會有類似 balun 的效果，有 balun 能讓天線特性更為穩定，且更符合模擬的特性。本論文所設計的四頻單極天線因為有較長的接地面，所以未來還可以嘗試在接地面上挖槽，如圖 5-2，以增加更多的諧振頻寬，讓天線可以應用的範圍增加，另外在高頻部份，因為輻射結構之間的互相耦合，造成高頻部份的場型不是 8 字形，這一部份或許可以藉由調整現有結構的相對位置來改善。

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圖5-1 偶極天線變形成有balun的單極天線圖5-2 槽孔單極天線結構

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